강력한 펄스 안정화 전원 공급 장치. 구성표, 설명

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강력한 펄스 안정화 전원 공급 장치. 무선 전자 및 전기 공학 백과사전

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독자들의 관심을 끈 기사는 다양한 전자 장비에 전원을 공급하기 위한 강력한 스위칭 소스에 대해 설명합니다. TL494 SHI 컨트롤러로 제어되는 하프 브리지 인버터 방식에 따라 조립됩니다.

고전력 고전압 전계 효과 트랜지스터의 출현은 펄스 폭(PW) 제어가 있는 고주파 네트워크 전원 공급 장치의 개발을 위한 전제 조건이었습니다[1,2, 3]. 기존의 선형 소스에 비해 이러한 소스의 주요 장점은 더 작은 크기의 부하에서 더 많은 전력을 얻고 따라서 더 높은 효율을 얻을 수 있다는 것입니다[XNUMX].

제안된 스위칭 전원 공급 장치의 구성은 Fig. 1. 장치의 기본은 하프 브리지 회로에 따라 조립된 변환기입니다. 전원 공급 장치는 입력 고전압과 출력 회로 사이에 완전한 갈바닉 절연을 가지고 있습니다. 제어 장치는 TL494 SHI 컨트롤러를 기반으로 조립됩니다.

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전원 공급 장치의 주요 기술 사양

출력 전압, V ...... 28
최대 부하 전류, A ...... 10
정격 변환 주파수, kHz.......100

트랜지스터 옵토커플러 U2는 네거티브 전압 피드백 회로에서 갈바닉 절연을 제공합니다. 저항 R7 양단의 전압 강하는 약 2,5V입니다. 이 저항의 저항은 저항 분배기 R6R7을 통해 전류를 설정하여 계산됩니다. 저항 R6의 저항은 공식으로 계산됩니다.

어디 Uvyx -전원 공급 장치의 출력 전압; I1 - 저항 분배기 R6R7을 통과하는 전류.

저항 R9의 저항은 옵토 커플러 U2.1의 방출 다이오드를 통과하는 전류와 스태빌라이저 DA1의 최소 작동 전류를 결정합니다. 이 회로 I2에서 선택된 전류(전류 값은 스태빌라이저 DA1의 허용 한계 내에 있어야 함)에서 저항 R9의 저항은 공식으로 계산됩니다.

여기서 UF는 옵토커플러 U2.1의 방출 다이오드 양단의 전압 강하입니다.

DA5 칩은 U8 옵토커플러 포토트랜지스터와 R2.2 저항으로 구성된 디바이더에 전원을 공급하기 위해 17V의 전압을 안정화합니다. 분배기 중간 지점의 전압은 DA6 SHI 컨트롤러의 첫 번째 오류 신호 증폭기의 비 반전 입력에 공급됩니다.

전계 효과 트랜지스터의 제어 장치 및 드라이버(DA7 칩)에 전원을 공급하기 위한 전압은 네트워크 변압기 T2 및 아날로그 전압 조정기 DA2 및 DA3에 보조 소스를 제공합니다.

전류 보호 장치는 DA4 비교기와 DD1.1 트리거에 조립됩니다. 전류 센서의 기능은 하프 브리지의 대각선에 포함된 저항 R5에 의해 수행됩니다. SHI 컨트롤러의 클록 생성기 주파수 설정 회로의 커패시터 (C4)에서 비교기 DA26의 비 반전 입력에 삼각형 모양의 전압이 공급됩니다 (그림 2). 비교기의 출력에서 트리거 DD1.1의 입력 C에 공급되는 클록 펄스가 생성됩니다.

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저항 R5 양단의 전압 강하가 1,1V에 도달하면 발광 다이오드가 켜지고 광 커플러 U1의 포토 트랜지스터가 열립니다. 입력 S 트리거 DD1.1이 낮아집니다. 트리거 DD1.1의 직접 출력과 따라서 SHI 컨트롤러 DA6의 두 번째 오류 신호 증폭기의 비 반전 입력에서 하이 레벨이 설정됩니다. 이 경우 트랜지스터 VT1과 VT2가 모두 닫힙니다.

강력한 스위칭 전계 효과 트랜지스터를 제어하기 위해 7 채널 드라이버 DA3이라는 특수 마이크로 회로가 사용됩니다. 무화과에. 도 XNUMX은 하나의 채널의 내부 구조를 나타낸다. 두 번째 채널의 출력 수는 괄호 안에 표시됩니다. 각 채널에는 옵토커플러와 고전류 출력 증폭기가 포함되어 있습니다. 이러한 미세 회로는 비동기 및 DC 모터를 모두 제어하는 데 널리 사용됩니다.

드라이버 매개변수를 사용하면 50V를 초과하지 않는 전압에서 최대 1200A의 전류를 스위칭하는 절연 게이트로 전계 효과 트랜지스터를 직접 제어할 수 있습니다.

HCPL315J 칩의 주요 매개변수

최대 피크 출력 전류, A......0,6
최대 출력 전압, V.......1
최대 소비 전류, mA......5
공급 전압 간격, V.......15...30
작동 온도 범위, °С......-40...+100

스위칭 트랜지스터의 게이트 회로에서 저항 R3 및 R4의 저항은 공식으로 계산됩니다.

여기서 UC2o(C22)는 드라이버 공급 전압(커패시터 C20 또는 C22의 전압)입니다. UL - 드라이버 출력 전압; lL은 최대 피크 출력 전류입니다.

하프 브리지 대각선은 변압기 T1의 2차측 권선과 인덕터 L4를 포함합니다(인덕터의 인덕턴스는 변압기의 누설 인덕턴스를 포함할 수 있음)[43515]. 변압기는 Magnetics Inc.의 자기 회로 E-E, 크기 F-38에서 만들어집니다. 기본에는 #19AWG 와이어가 5회 감겨 있고 보조에는 #5AWG 와이어가 12+2회 감겨 있습니다. L41808 인덕터는 Magnetics Inc.의 F-2EC 자기 회로에 감겨 있습니다. L8 인덕터 권선은 #19AWG 와이어의 XNUMX회전으로 구성됩니다.

인덕터 L3은 Magnetics Inc.의 토로이달 자기 회로 MPP 55930A2에서 만들어집니다. L3 인덕터 권선에는 #20AWG 와이어가 12회 감겨 있습니다. 입력 필터 인덕터 L1은 Coilcraft의 E3993이며 인덕턴스는 900μH입니다.

트랜지스터 VT1(또는 VT2)이 켜지면 제어 펄스 t1 동안 선형적으로 증가하는 전류가 변압기 T1의 4차 권선을 통해 흐르기 시작합니다(그림 1). 트랜지스터 VT2(또는 VT2)이 닫히면 변압기와 인덕터 L2의 7차 권선에 축적된 에너지로 인해 시간 t1 동안 같은 방향으로 선형적으로 감소하는 전류가 회로에 계속 흐릅니다. VT6 트랜지스터가 꺼지면 VD2 다이오드를 통해 닫힙니다(또는 VTXNUMX 트랜지스터가 꺼지면 VDXNUMX 다이오드를 통해 닫힙니다).

강력한 스위칭 안정화 전원 공급 장치

변압기 1차 회로의 유효 전력 손실을 고려하지 않고 시간 간격 t2 및 tXNUMX에 대한 방정식을 작성합니다.

여기서 E0 \u2d Upit / 0 - 공급 전압의 절반; U'1 - 변압기의 1차 권선으로 감소된 소스의 출력 전압; L2은 변압기 TXNUMX과 인덕터 LXNUMX의 XNUMX차 권선의 총 인덕턴스입니다.

여기에서 시간 t1 및 t2에 대한 식을 얻습니다(그림 4 참조).

여기서 lm은 변압기 XNUMX차 권선의 최대 전류입니다.

한 방향으로 변압기의 1차 권선을 통과하는 전류 흐름 시간 tn = t2 + tXNUMX는 다음과 같이 나타낼 수 있습니다.

우리가 그것을 받아들인다면

그러면 현재 흐름 시간은

이 등식으로부터 전원의 외부 특성에 대한 방정식을 얻습니다. 예를 들어, 제어 펄스의 듀티 사이클

해야

어디서 왔어?

우리가 지정하는 경우

그러면 전원 공급 장치의 외부 특성 방정식은 다음과 같은 형식을 갖습니다.

전원 공급 장치의 외부 특성은 Fig. 5. 소스의 출력 전압은 저항 R17의 저항에 따라 달라집니다. 저항이 낮을수록 출력 전압이 낮아집니다. 보호 트립 전류는 센서 저항 R5에 의해 결정됩니다.

문학

Hexfet 디자이너 매뉴얼, vol. I. - International Rectifier 발행, 1993.
Carmelo L. IGBT 장치를 위한 새로운 구동 회로. - IEEE Transaction On Power electronics, vol. 10, No. 3, 1995년 373월, pp. 378-XNUMX.
Brown M. 실용적인 스위칭 전원 공급 장치 설계. - 샌디에이고, 1990.
Ivensky G. ZCS 시리즈 공진형 컨버터에서 IGBT 손실 감소. - 산업용 전자공학에 관한 IEEE 거래, vol. 46, No. 1, 1999년 XNUMX월.

저자: R.Karov, S.Ivanov, 소피아, 불가리아

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