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라디오 전자 및 전기 공학의 백과사전 CMOS 칩의 빠른 주전원 전압 비교기. 무선전자공학 및 전기공학 백과사전
무선 전자 및 전기 공학 백과사전 / 네트워크의 비상 작동, 무정전 전원 공급 장치로부터 장비 보호 무정전 전원 공급 장치, 고속 개별 네트워크 전압 안정기 또는 네트워크 전압의 비상 편차 방지 장치의 중요한 부분은 네트워크 전압 모니터링 장치 또는 네트워크 전압 비교기(VSC)입니다. 언뜻 보면 문제의 단순성이 기만적입니다. 어려운 점은 VSC의 입력에 교류 또는 맥동 전압이 있고 VSC의 출력 신호가 연속적이어야 한다는 것입니다. 이 경우 평활화를 위해 다양한 RC 및 LC 필터를 사용하는 것은 불가능합니다. 왜냐하면 네트워크 전압 변화에 대한 VS의 응답에 상당한 지연이 발생하기 때문입니다. 결과적으로, SSC는 입력 전압을 기준 전압과 주기적으로, 네트워크 주파수와 동기적으로 비교해야 하며, 다음 비교까지 이전 비교 결과를 기억해야 합니다. 주전원 전압은 정현파이고 일반적으로 낮은 고조파 계수(<6%)를 갖기 때문에 주전원 전압의 진폭 값을 제어하고 이를 사용하여 유효 전압 값을 판단하는 것이 가능합니다. 소위 피크 검출기[3]는 전압 진폭 검출기로 사용될 수 있습니다. 피크 검출기 사용의 단점은 새로운 측정을 수행하기 전에 매번 재설정해야 한다는 것입니다. 주 전압 레벨의 초과를 모니터링하기 위한 회로가 있는 재시작 가능한 모노바이브레이터에 기능적으로 보다 간단한 장치를 구축할 수 있습니다. 이 경우 회로는 디지털 칩, 특히 CMOS 회로에 조립될 수 있습니다. CMOS 회로의 스위칭 매개변수는 예외적으로 높은 온도 안정성을 갖고 있기 때문에 이러한 선택은 우연이 아닙니다. [1] -55 ~ +125°C 범위의 주변 온도 변동은 전송 특성의 개별 섹션을 5% 이하로 변경합니다. . +15 ~ +35°C(주거용 건물의 일반적인 온도) 범위에서 전송 특성은 0,6% 이하로 변경될 것으로 예상됩니다. 이는 요구되는 1~2%보다 훨씬 나은 수치입니다. . 또한, CMOS 회로는 전력 소비가 극히 낮기 때문에 추적 장치에 SSC를 사용할 때 중요할 수 있습니다.
회로(그림 1)에서는 사전 정류된 테스트 주전원 전압이 INPUT 입력에 공급됩니다. 갈바닉 절연이 필요한 경우 주전원 전압은 절연 변압기를 통해 공급됩니다. 튜닝 저항 R1과 저항 R2, R3으로 구성된 분배기를 사용하여 KSN은 특정 응답 임계값으로 조정됩니다. +UP=5V이고 INPUT 입력의 전압 진폭이 17V(~12Vrms)인 경우의 분배 저항 값이 표시됩니다. 커패시터 C1은 네트워크에서 발생하는 짧은 임펄스 잡음을 필터링하는 역할을 합니다. 다이오드 VD1은 분배기의 출력 전압을 +UP으로 제한합니다. 처음 1개의 인버터 DD4과 저항 R5, R1에는 주전원 전압이 트리거 레벨 UsXNUMX에 도달할 때 트리거되는 슈미트 트리거가 포함되어 있습니다. 재시작 가능한 단일 진동기(SW)는 KS 체인 R6, C2와 나머지 7개의 인버터 및 저항 R9, R8에 조립된 슈미트 트리거로 구성됩니다. 전체 장치의 작동에 대한 히스테리시스를 얻으려면 저항 R3이 필요합니다. +UP은 15~XNUMXV의 CMOS 회로 공급 전압을 의미합니다. 그림 2는 그림 1에 표시된 SCV 회로의 타이밍 다이어그램을 보여줍니다. 1. 주전원 전압의 진폭이 슈미트 트리거의 트리거링 임계값 Uc6에 도달하지 않은 동안 출력(DD1의 핀 8)에 높은 로직 레벨(LU)이 존재합니다. KSN의 OUTPUT 출력(DD1의 핀 XNUMX)에는 낮은 LU가 있는데, 이는 주 전압이 지정된 레벨보다 낮음을 나타냅니다.
주전원 전압의 진폭이 슈미트 트리거의 트리거 임계값 Uc1을 초과하자마자 주전원 주파수와 동기화된 낮은 LU 펄스가 출력(DD6의 핀 1)에 나타납니다. 이 펄스는 다이오드 VD1을 통해 소프트웨어 입력으로 전송됩니다. RC 체인 R6C2의 시간 상수는 슈미트 트리거 출력의 트리거 펄스가 입력에서 수신되는 동안 소프트웨어 출력이 연속적으로 높은 레벨로 유지되도록 선택됩니다. 결과적으로, 주전원 전압이 지정된 레벨보다 높으면 VOS의 OUTPUT 출력에 높은 LU가 나타납니다. 그림 3은 더 적은 수의 인버터를 사용하는 단순화된 VSC 회로를 보여줍니다. 이 회로와 그림 1에 표시된 SCH 회로의 차이점은 전통적으로 RC 체인 R6C2를 포함하지 않는다는 것입니다.
위에서 설명한 SSC(첫 번째 유형의 SSC라고 함)는 주어진 수준 이상의 네트워크 전압 증가를 제어하는 데 가장 효과적입니다. 주전원 전압이 중단되면 이 회로는 소프트웨어 RC 회로의 충전 시간 상수로 인해 7~10ms의 시간 지연으로 주전원 레벨을 낮추는 신호를 생성합니다. 주어진 레벨 아래로 네트워크 전압의 감소를 모니터링할 때 지정된 지연을 부분적으로 제거하면 INPUT 입력에서 순간 반정현파 전압이 발생하는 경우 일시 정지 기간 DT를 측정하는 원리에 따라 작동하는 두 번째 유형의 VSC가 허용됩니다. 는 Uc보다 작습니다(그림 4).
측정된 네트워크 전압의 진폭 Ua는 다음 식에 따라 간격 DT를 결정합니다. DT=아크신(Uc/Ua)/πf. DT=10° 시간 간격에서 측정된 전압 곡선의 비선형성은 무시할 수 있습니다[2]. DT=10°이면 Ua=11Uc이고 주전원 전압 강하 시 VS의 응답 지연은 약 0,6ms입니다. 지정된 원리에 따라 작동하는 SCV의 다이어그램은 그림 5에 나와 있으며 타이밍 다이어그램은 그림 6에 나와 있습니다.
입력 분배기 R1, R2, R3을 사용하면 필요한 Ua 및 Uc 비율이 달성됩니다. 이 경우 Uc는 CMOS 회로의 스위칭 전압(UP/2)과 동일하므로 <0,6ms의 지연을 얻으려면 Ua = 5,5UP를 선택해야 합니다. 다이오드 VD1은 분배기의 출력 전압을 +UP으로 제한합니다. 분배기 출력의 전압은 처음 두 개의 인버터 DD1에 조립된 슈미트 트리거인 비교기의 입력에 공급됩니다. 반정현파 레벨이 Uc 임계값을 초과할 때 높은 LU 펄스를 생성하려면 비교기가 필요합니다. 다이오드 VD2를 통해 비교기 출력의 높은 LU는 저항 R1, R7, R9 및 커패시터 C10의 세 번째 및 네 번째 인버터 DD2에 조립된 첫 번째 소프트웨어의 입력에 공급됩니다. 트리밍 저항 R1을 사용하면 지정된 것보다 높은 네트워크 전압에서 소프트웨어 출력에서 연속적인 높은 LU 신호가 달성됩니다. 네트워크 전압이 감소하면 첫 번째 소프트웨어의 출력에 낮은 LU 펄스가 나타나고 다이오드 VD3을 통해 다섯 번째 및 여섯 번째 DDI 인버터, 저항 R6, R11, R12 및 커패시터에 조립된 두 번째 소프트웨어의 입력으로 전송됩니다. C3. KSN의 OUTPUT 출력에서 이러한 펄스로부터 두 번째 소프트웨어는 연속적인 낮은 LU를 생성하여 네트워크 전압이 지정된 수준보다 낮거나 전혀 없음을 알립니다. 저항 R8은 VS 스위칭 특성의 필요한 히스테리시스를 얻는 데 사용됩니다. 타이밍 다이어그램(그림 6)에서 네트워크 전압이 증가하면 두 번째 유형 VSC의 출력에서 높은 LU가 약 10ms의 지연으로 형성되는 것을 볼 수 있습니다. 회로 설계 솔루션을 반복할 때 CMOS 회로의 스위칭 매개변수의 일부 분산으로 인해 RC 회로의 저항 R6 값을 명확히 해야 할 수도 있다는 점을 고려해야 합니다. SCV의 스위칭 특성의 히스테리시스를 얻기 위해서는 포지티브 피드백 회로에 있는 저항 R8의 값을 명확히 할 필요가 있습니다. 문학 :
저자: V. Ya. Volodin
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