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라디오 전자 및 전기 공학의 백과사전 주기적 신호의 위상 편이 형성. 무선 전자 및 전기 공학 백과사전
무선 전자 및 전기 공학 백과사전 / 라디오 아마추어 디자이너 때로는 무선 전자 장치를 설계할 때 펄스 주기 신호의 시간 및 위상 편이를 생성해야 합니다. 시간 이동은 대기 중인 멀티바이브레이터, 미분 회로 또는 지연선을 사용하여 매우 쉽게 얻을 수 있습니다. 이 경우 지연 시간이 입력 주파수의 역함수이기 때문에 위상 편이의 경우 상황이 더 복잡합니다. 이 기사의 저자는 여기에서 발생하는 어려움과 극복 방법에 대해 이야기하고 그의 작업 결과를 사용하는 실제적인 예를 제공합니다. 위상 편이를 형성하기 위해 디지털 방식이 가장 많이 사용되지만 스위칭의 복잡성, 보조 발전기의 사용, 조정 단계, 필요한 전자 소자의 수가 많다는 단점이 있다[1]. 위상 편이를 형성하는 다른 방법은 아마추어 무선 문헌에서 충분히 다루지 않습니다. 종종 위상 지연 대신 주파수 보정을 통한 시간 지연이 사용되며 이로 인해 위상 응답의 상당한 비선형성이 발생하거나 장치의 작동 주파수 대역이 좁아집니다. 한편, 아날로그-디지털 회로는 넓은 주파수 범위에서 허용 가능한 위상 편이 매개변수를 얻기 위한 간단한 수단을 허용합니다. 독자의 관심을 끄는 위상 단위(그림 1, a)는 D- 또는 RS-트리거에서 만들어지며 보조 생성기를 사용할 필요가 없습니다. 넓은 주파수 범위에서 펄스 시퀀스 강하 중 하나에 대한 위상 편이를 얻는 주요 문제를 제거합니다. 포지티브 차이의 경우 트리거 DD1의 입력 C 또는 R을 독립적으로 사용할 수 있습니다(입력 C에 임의의 듀티 사이클 신호를 적용하고 미분 회로를 통해 입력 R에 짧은 펄스를 적용하여). 입력 신호를 반전시키면 음의 드롭에 대한 위상 편이를 구현할 수 있습니다.
입력 C 또는 R 트리거 DD1의 양의 차이에서 2 상태로 전환되고 적분 커패시터 C1는 전류 생성기 G2에서 트리거의 역 출력을 통해 선형 충전을 시작합니다. 입력 S의 전압이 임계값에 도달하자마자(CMOS 논리의 경우 임계값 전압 Uthr은 대략 Upit / 2와 같음) 트리거가 단일 상태로 전환되고 다음 양의 강하가 도달할 때까지 커패시터 C2가 방전됩니다. 전류 생성기 G2의 역 트리거 출력을 통해. 방전 깊이, 즉 출력 펄스의 지속 시간을 결정하는 후속 충전 시간은 전류 IXNUMX에 정비례하고 주파수에 반비례합니다. 커패시터 C2의 재충전 곡선의 유사성(그림 2,b의 그래프 UC1)에서 각도 단위(위상)로 표현되는 출력 펄스 Uout의 이동이 입력 주파수에 의존하지 않는다는 것을 알 수 있습니다. , 그러나 현재 값 I1과 I2의 비율에 있습니다. 출력 위상은 발전기 중 하나의 전류를 변경하여 I1>I2 조건을 충족하도록 조절될 수 있습니다. 이 경우 커패시터 C2를 즉시 충전할 수 없고 최대 각도가 180도보다 다소 작기 때문에 최소 각도는 항상 XNUMX보다 큽니다. (이 값 근처에서 노드는 진동 모드로 들어갑니다). 지정된 위상 변이는 작동 주파수 간격 내에서 안정적이며 주파수의 급격한 변화로 짧은 과도 프로세스 후에 복원됩니다. 입력 신호의 주파수가 증가함에 따라 커패시터 C2의 가변 구성 요소의 진폭이 감소하고 특정 순간부터 트리거가 제한 요소인 입력 S에서 스위칭을 중지합니다. 내부 트리거의 입력에 민감한 입력 비교기가 있는 통합 타이머 KR1006VI1을 사용하면 주파수 간격이 2배 이상 확장되고 대부분의 경우 저항을 변경하여 전류 생성기를 저항으로 교체할 수 있습니다. 장치에서 발생하는 위상 편이를 제어할 수 있습니다(그림 XNUMX).
이 노드의 주요 매개변수는 다음과 같습니다. 부드러운 위상 제어의 한계 -
주파수 간격 - 지정된 위상이 변경되지 않은 입력 주파수 변경의 한계 - 2 옥타브 또는 XNUMX년 이상, 더 낮은 주파수는 커패시터 CXNUMX의 커패시턴스에 반비례하며 헤르츠의 XNUMX분의 XNUMX 및 XNUMX분의 XNUMX에 도달할 수 있습니다. , 상위 주파수 - 기존 이완기의 경우 최대 수백 킬로 헤르츠. 주어진 위상 변이에 대한 저항 정격 비율을 선택하려면(그림 1 참조) 다음 공식을 사용할 수 있습니다.
여기서 K=Upit/Uthr(CMOS 논리의 경우 K=2), 저항의 저항 값과 트리거 입력 S의 임계 전압의 알려진 비율에서 위상 편이를 결정하려면 다음 공식을 사용합니다.
더 낮은 입력 주파수는 다음 식에서 대략적으로 추정됩니다.
타이머 KR1006VI1의 위상 노드 계산에는 커패시터 C2가 직렬 연결된 저항 R2 및 R3을 통해 충전되고 저항 R2를 통해 방전되고 여기에서 입력 S가 반전된다는 사실 때문에 약간의 차이가 있습니다. 이 경우 커패시터의 전압 그래프는 그림의 UC2 그래프와 반대입니다. 1b. 따라서 문턱전압의 값은 공통선이 아니라 공급전압에서 측정해야 한다. 고려 중인 경우 Upor=2Upit/3, 즉 K=1,5입니다. 이 경우 공식 (2)는 다음과 같습니다.
대부분의 경우 저항 R2의 저항은 100kOhm과 같을 수 있습니다. 각도를 도 단위로 측정해야 하는 경우 모든 공식에서 숫자 pi는 180도로 대체됩니다. 설명된 위상 어셈블리(그림 2)를 사용하면 다른 방법으로는 구현하기 어려운 최소한의 비용으로 장치를 만들 수 있습니다. 그래서 예를 들어 Fig. 도 3a는 임의의 듀티 사이클 신호에 대한 주파수 더블러의 회로를 나타내며, 이는 출력에서 구불구불한 모양의 신호를 제공한다. 더블러에서는 먼저 최대 270도까지 순차적인 위상 편이가 있습니다. 노드 A1-A3, 그 후 중간 신호가 모듈로 2 요소 D1 EXCLUSIVE OR로 합산됩니다. 여기서 EXCLUSIVE OR 요소를 사용하는 것은 선택 사항입니다. 보다 일반적인 NAND 요소로 충분합니다. 신호 다이어그램은 동일하게 유지됩니다. 그림의 그래프. 도 3b는 장치의 동작을 도시한다. 대기 멀티바이브레이터[2]에 구축된 유사한 장치는 단 하나의 주파수에 대해 유사한 결과를 제공하며 변경하면 요소 정격의 조정이 필요합니다.
3 상 전압을 형성하기 위해 일반적으로 삼중 주파수 용 구형파 발생기와 출력에서 적절한 위상 편이를 제공하는 1의 주파수 분배기로 구성된 장치가 사용됩니다. 경우에 따라 두 개의 위상 편이 노드 A2, A4(그림 120)를 사용하여 주파수를 곱하여 XNUMX도의 지연을 제공하여 XNUMX상 전압을 얻는 것이 더 편리합니다.
세 번째 주기는 논리 요소 D1을 형성합니다. 분배기는 4상 가변 속도 모터에 전원을 공급하거나 신호를 전환할 때 XNUMX채널 멀티플렉서를 제어하는 데 사용할 수 있습니다. 출력 펄스의 모양은 Fig. XNUMXb. 또 다른 예는 접촉 트랜지스터 점화 시스템이 장착된 자동차 엔진용 점화 타이밍 조절기입니다. 이러한 레귤레이터를 사용하면 운전실에서 직접 작동 모드를 변경할 때 엔진 스파크 시스템의 작동을 수정할 수 있습니다[3]. 제안된 장치(그림 5, a)는 인터럽터의 접점 S1에서 점화 시스템으로 임펄스를 전송하고 위상 단위를 사용하여 주어진 각도에서 임펄스를 지연시키는 직접 채널로 구성됩니다. 논리 요소 D1에 펄스 시퀀스를 추가한 후 조정 가능한 스파크 형성 순간과 점화 코일의 XNUMX차 권선에서 거의 일정한 에너지 축적 기간을 특징으로 하는 출력 신호를 얻습니다.
문학
저자: S. Vychukzhanin, 상트페테르부르크
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