ADC KR572PV5의 적용. 계획, 설명

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ADC KR572PV5 적용. 무선 전자 및 전기 공학 백과사전

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지난 10년 동안 아날로그-디지털 변환기 KR572PV5를 기반으로 하는 여러 디지털 측정 기기에 대한 설명이 아마추어 라디오 문헌에 게시되었습니다. 이 기사에서는 이 ADC가 작동하는 방식, 즉 장치와 그 안에서 발생하는 프로세스를 소개합니다. 독자는 의심 할 여지없이 변환기를 켜는 비표준 옵션 및 응용 프로그램의 일부 기능에 대한 정보에 관심을 가질 것입니다.

ADC KR572PV5의 목적은 아날로그 신호 전압을 디지털 표시기로 신호 레벨을 표시하기 위해 디지털 형식으로 변환하는 것입니다. 이 장치는 XNUMX자리 액정 디지털 표시기와 함께 작동하도록 설계되었습니다.

KR572PV5 칩은 CMOS 기술을 사용하여 제조됩니다.

변환기(그림 1)는 아날로그 및 디지털 부품으로 구성됩니다. 아날로그는 전자 스위치 S1-S11, 리피터 모드에서 작동하는 버퍼 연산 증폭기 DA1, 연산 증폭기 DA2의 적분기 및 비교기 DA3을 포함합니다. 디지털 부분에는 생성기 G1, 논리 장치 DD1, 펄스 카운터 DD2, 출력 디코더 DD3이 있는 메모리 레지스터가 포함됩니다.

ADC KR572PV5의 적용

컨버터는 이중 적분의 원리를 이용하는데, 방전된 적분 커패시터 Sint는 처음에 측정된 전압에 비례하는 전류로 일정 시간 충전되었다가 일정 시간 동안 XNUMX이 되는 전류로 방전된다. 커패시터가 방전되는 시간은 측정된 전압에 비례합니다. 이 시간은 펄스 카운터로 측정됩니다. 출력에서 신호가 표시기로 전송됩니다.

측정된 전압 Uin은 변환기의 입력(핀 30 및 31)과 핀에 공급됩니다. 도 36 및 35 - 예시적인 Uobr-측정 사이클(도 2)은 신호 통합, 즉 적분 커패시터(CIC) 충전, 적분 커패시터(RIC) 방전 및 자동 영점 보정(ACC)의 1단계로 구성된다. 각 단계는 MOS 구조의 트랜지스터에서 스위치 S11 - S1에 의해 수행되는 변환기 요소의 특정 스위칭에 해당합니다. 그림의 다이어그램에서 2 스위치의 비문은 "접점"이 닫히는 단계를 나타냅니다. 카운터 DDXNUMX에 의해 정확하게 설정된 단계의 기간은 클록 주파수 fT의 기간에 비례합니다.

ADC KR572PV5의 적용

ZIK의 단계에서 클록 주파수의 4000주기 동안 지속되는 동안 스위치 S1, S2 및 버퍼 증폭기 DA1을 통한 입력 신호는 적분기 DA2의 입력에 공급됩니다. 이로 인해 Sint 커패시터에 적용된 입력 전압에 비례하고 부호에 해당하는 전하 축적이 발생합니다. DA2 적분기의 출력 전압은 입력 신호에 비례하여 일정한 속도로 변경됩니다.

ZIK 단계가 시작될 때 커패시터 Sint 및 Sakn의 전하와 연산 증폭기 DA1-DA3의 제로 바이어스 전압이 2과 같다고 가정합니다(Sakn은 자동 제로 보정 장치의 저장 커패시터임). DA3 적분기의 입력 전류가 작기 때문에 커패시터 Sakn 양단의 전압 변화가 없으며 실제로 적분 과정에 영향을 미치지 않습니다. 커패시터 Sobr은 기준 전압 소스에서 Uobr로 충전된 이전 사이클에서 유지됩니다. DA2 비교기의 감도는 신호가 3카운트보다 상당히 작은 경우에도 입력 신호의 극성을 올바르게 결정하는 정도입니다.

컨버터가 RIC 단계에서 작동할 때 적분기 DA2에 대한 입력 신호는 수신되지 않습니다. 스위치 S7, S8 또는 S6, S9는 기준 전압으로 충전된 커패시터 Sobr에 의해 입력에 연결되며 커패시터 Sint가 있는 이러한 극성(하나 또는 다른 스위치 쌍을 선택하는 이유)에서 퇴원.

ADC KR572PV5의 적용

방전은 커패시터 Sint가 완전히 방전될 때까지 지속됩니다. 즉, 연산 증폭기 DA2의 출력 전압이 3이 됩니다. 이때 Sint 커패시터와 병렬로 연결된 DA2 비교기가 트리거되어 RIC 단계를 완료합니다. 커패시터 Sobr 및 Sakn의 전하는 실질적으로 변경되지 않습니다. 클록 펄스의 주기 수로 표현되는 커패시터 Sint의 방전 시간은 카운터 DD3에 기록된 측정 결과이다. 카운터의 상태는 DDXNUMX 레지스터에 다시 기록된 다음 XNUMX개 요소 코드로 디코딩된 후 신호가 표시기로 전송됩니다.

전압 Uin의 부호가 그림에 표시된 것과 반대일 때. 도 1에서, 인디케이터 HG1의 요소 d1은 마이너스 부호를 나타낸다. 과부하가 걸리면 가장 중요한 자리의 숫자 1과 마이너스 기호(음의 전압)만 디스플레이에 남습니다.

단계 AKN은 논리 장치 DD2이 스위치 S1, S3 및 S4을 "접점을 닫을" 때 카운터 DD11의 종료로 시작합니다. 결과적인 추적 시스템은 연산 증폭기 DA1-DA3의 "제로" 오프셋을 보상하는 전압으로 커패시터 Sint 및 Sakn의 충전을 제공합니다. ZIK 및 RIK의 다음 두 단계 동안 변경되지 않은 상태로 유지됩니다. 결과적으로 "제로" 시프트로 인해 오류가 입력으로 감소하고 온도 드리프트가 10μV를 초과하지 않습니다.

모든 컨버터 노드의 작동은 내장된 클록 생성기에 의해 제어됩니다. 펄스의 반복률은 외부 요소 Rr 및 Cr에 의해 결정됩니다. 50Hz의 배수인 주파수 값으로 주전원 간섭을 억제하려면 통합 중에 클록 발생기 Tt의 4000 주기와 동일하게 주전원 전압 주기의 정수 Nc가 맞도록 클록 주파수를 선택해야 합니다(지속 시간 전원 주기는 20ms입니다).

따라서 4000TT = 20 Nc ms, 여기서 Nc = 1, 2, 3 등입니다. 따라서 fT = 1/Тт = 200/Nc kHz, 즉 200, 100, 67, 50, 40kHz; 더 작은 값은 일반적으로 사용되지 않습니다. 클록 발생기의 주파수 설정 회로의 등급은 Cr = 0,45 / ft · Rg 공식으로 계산됩니다. 단자 39와 40 사이의 주파수 안정성을 높이기 위해 석영 공진기를 포함할 수 있습니다(이 경우 요소 Rr 및 Cr은 필요하지 않음). 컨버터가 외부 생성기에서 작동할 때 클록 펄스가 핀에 적용됩니다. 40; 핀. 38과 39는 무료입니다.

장치의 입력 전압 제한은 기준 전압 Uobr에 따라 달라지며 관계식 UBX max = ±1.999 Uobr에 의해 결정됩니다. 표시기의 현재 수치는 1000 UBX / Urev와 같은 숫자로 표현되어야 하지만 실제로는 0,1 ~ 0,2% 더 낮습니다. 클록 주파수 50kHz에서의 측정 주기는 320ms입니다. 즉, 장치는 초당 3회 측정합니다.

변환기를 켜는 일반적인 회로, 액정 표시기와의 연결 및 표시기의 소수점을 제어하는 데 필요한 3개의 EXCLUSIVE OR 요소가 그림 7에 나와 있습니다. 10. 변환기는 1~26V 범위의 안정적인 전압을 가진 단극 전원 공급 장치용으로 설계되었습니다. 전원의 양극선이 핀에 연결됩니다. 9 및 음수 - 핀에. 1. 공급 전압 25V ± 5% 및 주변 온도 1,8 ± 100°C에서 최대 소비 전류는 XNUMXmA를 초과하지 않는 반면 변환 오류는 최하위 자릿수 이하입니다. 입력 저항은 누설에 의해서만 결정되며 XNUMXMΩ을 크게 초과합니다.

변환기에는 2,9 ± 0,5V의 전압과 약 5V의 두 번째 전원 공급 장치가 내장되어 있습니다. 첫 번째 플러스는 핀에 연결됩니다. 1, 빼기 - 핀 포함. 32 (이 출력은 변환기 아날로그 부분의 공통 와이어로 간주됩니다). 두 번째 소스는 동일한 핀에 플러스가 있습니다. 1, 빼기 - 핀에서. 37.

첫 번째(7,5볼트) 소스는 저항 분배기를 사용하여 기준 전압을 생성하는 데 사용됩니다. 마이크로 회로의 공급 전압이 10 ... 0,05V 내에서 변동할 때 이 소스의 출력 전압 변화는 0,01%를 초과하지 않습니다. 전압 온도 계수는 양수이며 15%/°C를 초과하지 않습니다. 변환기의 이러한 매개변수는 실험실 조건(공기 온도 변동이 25 ... XNUMX ° C 이내)에서 작업할 때 기반으로 구축된 멀티미터의 매우 높은 정확도를 제공하며 더 넓은 온도 범위에서 많은 측정에 매우 적합합니다. .

동시에 소스의 출력 임피던스는 상당히 큽니다. 1mA의 부하 전류에서 출력 전압은 5mA에서 약 3%, 12% 떨어집니다. 따라서 표시된 전압 안정성은 일정한 부하에서만 실현됩니다. 부하가 핀에 연결된 경우. 26 및 32에서 부하 전류는 10µA를 초과할 수 없습니다. 소스의 이 속성을 사용하면 전원 공급 장치의 두 암의 공통 와이어를 핀에 연결해야 하는 변환기 [1]의 바이폴라 전원 공급 장치를 구성할 수 있습니다. 32, 네거티브 숄더 와이어 - 핀에. 26, 포지티브 - 핀에. 1; 공급 전압 제한 - 2x(3,5 ... 5) V.

두 번째(1볼트) 소스는 액정 디스플레이의 제어 회로에 전원을 공급하도록 설계되었습니다. 이 소스의 양수 출력은 vyv입니다. 37, 네거티브 핀. 10. 소스의 전압 안정성은 1볼트보다 약 0,8배 나쁩니다. 부하 용량도 낮습니다. XNUMXmA의 부하 전류에서 출력 전압은 XNUMXV 감소하므로 거의 독점적으로 LCD를 제어하는 미세 회로에 전원을 공급하는 데 사용할 수 있습니다.

출력 F에서 변환기는 클록 주파수(fT = 800kHz에서 62,5Hz)보다 50배 낮은 주파수를 갖는 "미앤더" 유형의 직사각형 펄스 시퀀스를 생성합니다. 표시 숫자의 요소에 연결된 출력에서 전압은 진폭, 모양 및 주파수가 동일하지만 보이지 않는 요소의 경우 출력 F의 전압과 위상이 같고 보이는 요소의 경우 위상이 다릅니다. 이 펄스의 로우 레벨은 -5V(핀 37)에 해당하고 하이 레벨은 1(핀 XNUMX)에 해당합니다.

클럭 발생기를 조정하려면 출력 F의 펄스 주파수가 주전원 주파수와 같을 때 편리합니다. 그들이 관찰되는 화면의 오실로스코프는 주전원과 동기화되고 클럭 생성기는 이미지가 실제로 움직이지 않는 주파수(40kHz 근처)로 조정됩니다.

1개의 소수점을 제어하려면 3개의 EXCLUSIVE OR 게이트(그림 XNUMX의 DDXNUMX)가 추가로 필요합니다. 표시되지 않은 쉼표에 대해 "사행(meander)" 단계를 반복하고 표시되어야 하는 쉼표에 대해 반전합니다.

특정 쉼표를 표시하려면 해당 쉼표 제어 입력을 핀에 연결하는 것으로 충분합니다. 1 - 전원의 공통 지점 (나머지 입력은 무료로 남음). DD1 칩 포함을 사용하면 선택한 입력에 높은 수준이 적용됨을 의미합니다. 이미 언급했듯이 KR572PV5 칩의 ADC는 입력 Uin 및 Uobr에서 전압 값의 비율을 측정합니다. 따라서 응용 프로그램에는 두 가지 주요 옵션이 있습니다. 전통적인 옵션 - 전압 Uobr은 변경되지 않고 Vin은 + 2Uobr(또는 0...2Uobr) 범위 내에서 변경됩니다[1-5]. 이 경우 커패시터 Sint 양단과 적분기 DA2 출력(그림 1)의 전압 변화는 그림 4에 나와 있습니다. XNUMXa.

ADC KR572PV5의 적용

두 번째 변형에서 전압 Uin은 일정하게 유지되고 Uobr은 변경됩니다. 이 변형은 [6]에서 사용되었으며 그림에 설명되어 있습니다. 4,b 측정값의 변화에 따라 Uin과 Uar가 모두 변하는 경우 혼합 변형도 가능합니다([3]의 그림 7). 변환기의 일부인 OU의 입력 및 출력 전압은 선형 작동 모드의 한계를 넘어서는 안 됩니다. 일반적으로 +2V 제한이 표시되며, 이는 내장 기준 전압 소스를 사용할 때 아날로그 공통 와이어와 관련된 전압 변화를 의미합니다. 쌀. 도 4는 연산 증폭기 DA2의 출력에서 최고 전압이 변환기의 입력 Uin에서 최대 전압에 의해 결정됨을 보여준다. 핀에 대한 적분기 출력의 전압 부호. 30은 핀의 전압 부호와 반대입니다. 31이며 단위 값은 다음 공식으로 계산할 수 있습니다. 1) 단위 = 4000Uin/(Cint∙Rint∙fT). (1). 이 공식의 전압은 볼트, 커패시턴스는 마이크로패럿, 저항은 킬로옴, 클록 주파수는 킬로헤르츠로 표시됩니다.

즉시 커패시터 Sint 방전의 정상 모드를 보장하기 위해 커패시터의 전압이 핀 사이의 전압보다 낮아야 합니다. 1 ... 32 V의 여유가있는 0,2 및 0,3. 따라서 마이크로 회로의 단극 전원 공급 장치에서 2 V를 초과해서는 안되며 3 .... 4 V (공급 전압에 따라 다름) - 양극성. 최대 측정 정확도를 보장하려면 Sint 커패시터의 극한 전압 값 중 하나가 넓은 범위에서 변경되어 가능한 최대 값에 접근하는 것이 바람직합니다. 이는 적분기 Sint 및 Rint의 올바른 요소 선택을 결정합니다: Sint ∙ Rint = 4000Uin/(Uint∙ft), (2), 여기서 치수는 (1)과 동일합니다. 권장 저항 값 Rint=40...470 kOhm, 최대 전압 Uin의 경우 Rint를 상한선에 가깝게, 최소값을 하한선으로 선택해야 합니다. Sint 커패시터의 커패시턴스는 일반적으로 0,1 ... 0,22 μF입니다.

측정 정확도를 높이려면 측정 소스 및 기준 전압 소스의 출력 중 하나를 아날로그 공통 와이어에 연결하는 것이 좋습니다. 그러나 입력 단자 중 어느 것도 접지에 연결되지 않은 경우 컨버터 입력을 각각의 소스에 차동 연결하는 것이 실용적입니다. 이 경우 입력의 공통 모드 전압*은 XNUMX에서 Upit까지의 값을 가질 수 있습니다.

이상적인 전자 장치의 출력 신호는 입력의 공통 모드 전압과 무관합니다. 이러한 장치는 공통 모드 간섭 전압을 완전히 억제한다고 합니다. 실제 장치에서는 공통 모드 전압 억제가 완전하지 않아 모든 종류의 오류가 발생합니다.

여권에 따른 KR572PV5 변환기 입력의 공통 모드 전압 억제는 100dB이지만 ADC가 여전히 지정된 정확도를 유지하는 허용 한계는 표시되지 않습니다. 따라서 입력 Uin 및 Uobr의 공통 모드 전압 한계는 실험적으로 결정되었습니다. 전압 Uobr은 100mV, Uin - 195mV, 클록 주파수 - 50kHz, Synth - 0,22μF, Rint - 47kOhm으로 선택됩니다. 이러한 매개 변수 조합의 경우 공식 (2)에 의해 계산 된 적분기 DA1의 출력과 ZIK 단계가 끝날 때 커패시터 Sint의 전압 Uint는 1,55V입니다.

실험은 두 개의 안정화 된 전원 공급 장치의 도움으로 입력 중 하나의 공통 모드 전압이 변경되고 표시기 보드의 표시에서 전압 측정 오류가 추정된다는 사실로 구성되었습니다. 다른 입력의 공통 모드 전압과 Uin 및 Uobr 값은 저항 분할기를 통해 고정된 상태로 유지되었습니다. 그런 다음 다른 입구도 같은 방식으로 검사했습니다.

실험 중에 입력 공통 모드 전압 Uobr은 Uobr < 2V이고 지정된 극성을 유지하는 경우 공급 전압의 전체 범위에서 변경될 수 있음이 밝혀졌습니다(그림 3). 각 입력 단자의 전압은 이 간격을 넘지 않아야 합니다.

Uin을 입력하면 상황이 더 복잡해집니다. 여기서 고려해야 할 두 가지 경우가 있습니다.

입력 신호가 그림에 해당하는 극성을 갖는 경우. 1과 3, 핀의 전압. 31은 핀 1보다 작아야(음수), 0,6V 이상이어야 합니다. 이것은 팔로워로서 연산 증폭기 DA1의 선형 작동 범위에 의해 결정됩니다. ZIK 단계가 끝나면 DA2 적분기(핀 27)의 출력 전압은 핀보다 Uint가 작아집니다. 30. 단자의 전압 레벨 비율은 그림 5의 다이어그램에 나와 있습니다. XNUMXa - 오른쪽 하단의 두꺼운 선.

ADC KR572PV5의 적용

공통 모드 입력 전압 Uin이 간격 Upit의 하한에 접근함에 따라 연산 증폭기 DA2 작동의 비선형성이 영향을 미치기 시작합니다. CMOS 트랜지스터 기반 연산 증폭기의 경우 연산 증폭기의 선형 작동 범위는 전체 공급 전압에 가깝기 때문에 핀의 전압입니다. 30은 핀보다 크게 유지되어야 합니다. 26, Uint 값에 작은 여백(약 0,2V)을 더한 값 - 그림의 왼쪽 하단 부분에서 두 번째 굵은 선. 5, 가.

입력 신호의 극성이 반대일 때 적분기의 출력 전압은 핀보다 Uint만큼 높습니다. 30 (그림 5,b)이므로 핀의 허용 전압을 결정하는 것이 바로 그것입니다. 핀의 전압 상한에 가까운 30. 1. 마진도 0,2V 이상이어야 한다는 것이 실험적으로 결정되었으므로 Uint \u1,55d \u1d 30V의 경우 Uvyv.1,75 - Uvyv.XNUMX의 차이는 XNUMXV를 초과해야 합니다.

핀의 전압에 대한 공통 모드 입력 전압 Uin의 접근. 26 다시 주요 역할은 OS DA1의 허용 가능한 선형 작동 범위를 재생하기 시작합니다. 최소 허용 차이 Uvyv.31 - Uvyv.26 - 약 1V(그림 5,6).

따라서 굵은 선은 하나의 극성 Uin과 다른 극성 Uin 모두에 대해 전압 좌표 축에서 합계 Uint + Uin의 극단 위치를 나타냅니다.

얻은 결과로부터 신호 전압을 측정하기 위해 공통 모드 구성 요소가 핀의 전압에 가능한 한 가까운 것을 알 수 있습니다. 1, 신호 소스는 그림에 표시된 극성에 연결되어야 합니다. 1 및 3. 공통 모드 구성 요소가 핀의 전압에 가까운 경우. 26, 연결의 극성이 반대로 되어야 합니다. 측정된 전압의 가변 극성으로 허용 가능한 공통 모드 전압의 가장 넓은 한계를 얻기 위해 정전 용량을 증가시켜 적분기의 출력에서 전압 Uint를 예를 들어 0,5V로 줄일 수 있습니다. 식 (2)에 따른 커패시터 Sint 또는 저항 Rint의 저항.

ADC 작동 중 입력 Uin의 전압이 극성을 변경하지 않으면 커패시터 수집을 거부할 수 있지만 예시적인 전압을 핀에 적용해야 합니다. 32 및 이 커패시터를 연결하기 위한 핀 중 하나. 예시적인 전압은 핀에 플러스로 적용될 수 있습니다. 33, 빼기 - 핀에. 32이지만 입력 전압의 극성을 반대로 해야 합니다. 표시기는 빼기 기호를 "강조 표시"합니다(물론 표시기의 이 요소가 연결된 경우).

전압 연결 Uin의 극성을 변경하는 것이 바람직하지 않은 경우, 그렇지 않으면 전압 Uobr을 출력에 적용할 수 있습니다. 32, 빼기 - 핀에. 34. 디스플레이에 마이너스 기호는 없지만 내장된 XNUMX볼트 소스는 예시적인 전압 형성에 적합하지 않습니다.

기생 커패시턴스 장착이 측정 정확도에 미치는 영향을 줄이기 위해, 특히 높은 공통 모드 전압 값에서 Sint 요소의 설치 위치를 덮는 인쇄 회로 기판에 링 도체를 제공하는 것이 좋습니다. 린트와 사켄. 이 컨덕터는 핀에 연결됩니다. 27 칩. 양면 인쇄 회로 기판을 사용할 때 링 컨덕터 반대쪽 뒷면에 동일한 핀에 연결된 호일 차폐 패드를 남겨 두어야 합니다. 27.

그림의 사슬 R7C6. 3은 측정 장치 케이스 외부의 모든 요소에 연결할 수 있고 출력 -Uin -을 공통 와이어에 연결할 수 있는 경우 출력 + Uin을 정전기로부터 보호하는 역할을 합니다. 다른 ADC 입력을 외부 회로에 연결할 수 있는 경우 유사한 회로에 의해 보호됩니다(예를 들어 Uin 입력에 대한 멀티미터[3]에서 수행됨). 입력 Uobr의 보호 저항 저항을 51kOhm으로 줄여야 합니다. 그렇지 않으면 계측기 판독값의 안정 시간이 너무 길어집니다.

커패시터 Sobr 및 Saqn의 커패시턴스. 다양한 문헌에서 다음 값이 권장됩니다. 최대 입력 전압이 200mV인 경우 Collect = 1μF, Sacn = 0,47μF; Uin \u2d 0,1V-0,047 및 35 uF에 대해 동일합니다. 작동 중에 전압 Uobr(핀 36 및 2,6,7에 공급됨)이 변경되지 않으면 ADC의 정확도를 높이기 위해 커패시턴스 Collect를 지정된 값에 비해 여러 번 증가시킬 수 있으며 변경할 수 있는 경우(예: , [XNUMX, XNUMX]에서), 커패시턴스를 눈에 띄게 증가시키는 것은 판독값 설정 시간을 증가시키므로 바람직하지 않습니다.

커패시터 Sakn의 커패시턴스는 컨버터 입력에 과부하가 걸린 후 판독값의 안정화 시간에 상당한 영향을 미칩니다. 따라서 언급된 모든 장치(과부하가 실질적으로 불가능한 온도계[4, 5] 제외)에서 위에서 권장하는 정전 용량 값을 준수하는 것이 바람직합니다.

Sint 적분기 커패시터는 K71-5, K72-9, K73-16, K73-17과 같이 흡수가 낮은 유전체여야 합니다. 커패시터 Sobr 및 Sakn의 전압이 변경될 수 있는 경우 판독값의 안정화 시간을 줄이려면 동일한 커패시터를 사용하는 것이 바람직합니다. 전압이 변경되지 않으면 KM-6과 같은 세라믹 커패시터를 사용할 수 있습니다.

이중 적분의 원리는 클록 주파수 또는 적분 속도의 변화에 둔감한 특성(합리적인 한계 이내)을 특징으로 하므로 저항 Rint의 안정성과 ADC 생성기의 주파수 설정 요소에 대한 특별한 요구 사항은 없습니다. 전압 Uobr을 결정하는 분배기의 저항은 물론 안정적이어야 합니다.

이제 저널 "Radio"에 게재된 ADC KR572PV5의 디지털 측정 기기 저널에 게재된 일부 요소의 선택에 대해 간략하게 설명하고 설명하겠습니다.

멀티미터[2]. 적분기 커패시터 C3(그림 1)의 커패시턴스 또는 적분기 저항 R35의 저항을 두 배로 늘릴 수 있으므로 저항 R35를 선택할 필요가 없습니다. 이렇게 하면 설정 중에 클록 주파수(50kHz)를 한 번 설정하는 동시에 출력 F(62,5Hz)에서 신호 주파수를 모니터링할 수도 있습니다. 저장 커패시터 C2(Collect)는 세라믹 KM-6을 사용할 수 있습니다. 위의 모든 사항은 멀티미터[3]에 적용됩니다.

커패시턴스 미터 [7]. 적분기 커패시터 C11 (그림 1)의 커패시턴스를 0,1μF로 줄이고 C14 (Sakn)의 커패시턴스를 0,22μF로 줄이는 것이 좋습니다. 판독값의 안정화 시간을 줄이려면 유전체가 좋은 커패시터 C10(Col) 및 C14를 선택하는 것이 좋습니다. 입력 Uin ADC의 전압 부호는 변하지 않으므로 커패시터 C10을 제외할 수 있습니다. 이렇게하려면 구성표에 따라 커패시터 C9의 상단 단자를 핀으로 전환해야합니다. 33 DD5 마이크로 회로(핀 36에서 분리할 수 없음) 및 컨덕터를 핀으로 변경합니다. 30과 31.

RCL 미터 [1]. 저장 커패시터 C19(그림 2)의 커패시턴스를 1μF로 늘리는 것이 바람직하지만 회로와 핀에 따라 저항 R21의 하위 출력을 연결하여 제외할 수 있습니다. 핀이있는 35 마이크로 회로 DD10. 32, 트리머 엔진 - 핀 포함. 33 그리고 도체를 핀으로 변경합니다. 30 및 31; 저항 R22도 제외됩니다.

결론적으로 구조 결합 가능성에 대한 몇 마디. 이러한 조합의 유혹은 다소 힘든 어셈블리를 조립하기 위해 각 장치에 대해 값 비싼 마이크로 회로 및 표시기를 구입할 필요가 없다는 것입니다. [1, 3]을 제외한 모든 미터는 물론 요소 등급의 해당 재 계산과 함께 권장 시리즈에서 선택되는 경우 클록 주파수에 둔감합니다. 50kHz에서 40kHz로 전환하려면 적분기 저항 Rint의 저항을 20% 증가시키고 100kHz의 주파수에 대해 커패시터 Sint, Sobr, Cakn의 커패시턴스를 두 배로 줄이는 것으로 충분합니다.

RCL 미터[1]의 요소 정격과 40kHz의 클록 생성기 주파수를 유지하면서 커패시턴스 미터[7]를 제외한 다른 장치와 결합할 수 있습니다. 반대로 Sint 및 Sakn에 대한 위의 설명과 7kHz의 클록 주파수가 있는 미터 [100]의 경우 [1]을 제외한 다른 디자인을 결합하는 것이 허용됩니다.

ADC KR572PV5 또는 액정 표시기 IZhTs5-4/8이 없는 경우 여기에 설명된 미터는 예를 들어 [572]에서 수행된 것처럼 공통 양극이 있는 KR2PV8,9 및 LED 디지털 표시기에 조립될 수 있습니다. 지금 읽고 있는 기사의 모든 권장 사항은 KR572PV2 ADC 기반 장치에도 적용할 수 있습니다. 멀티미터[8, 9]는 변환기의 대칭 전원 공급 장치를 사용하므로 Sint = 0,1μF 값을 선택하는 것이 정당합니다.

ADC KR572PV2 기반 장치에서 약 4mA의 전류에 대해 5 ... 100V의 별도 소스를 사용하여 LED 표시기에 전원을 공급해야 합니다. 음극 단자는 핀에 연결됩니다. 21개의 마이크로 회로(디지털 공통 와이어), 공통 아날로그 와이어에 연결할 필요가 없습니다.

LED 표시기를 사용할 때 변환기의 내부 회로를 통해 흐르는 총 전류는 표시된 숫자에 따라 다릅니다. 따라서 측정 과정에서 미세 회로 결정의 온도가 변경되어 8볼트 소스의 전압이 크게 변경되고 판독 정확도가 감소합니다. 이것이 멀티미터에서 별도의 예시적인 소스가 사용되는 이유입니다[9, XNUMX].

ADC KR572PV2A에 진공 발광 표시기를 연결하는 옵션은 [4]에 설명되어 있습니다.

문학

Biryukov S. 디지털 미터 RCL. - 라디오, 1996, No. 3, p. 38-41; 7, p. 62; 1997, No. 7,0.32.
Biryukov S. 디지털 멀티미터. - 라디오, 1990, 9번, p. 55-58.
Biryukov S. 디지털 멀티미터. - 라디오, 1996, No. 5, p. 32-34; 6, p. 32-34; 1997, 1호, 52면, 3호, p. 54.
Tsibin V. 디지털 온도계. - 라디오, 1996, No. 10, p. 40; 1997년, 4호, p. 56; 1998, No. 1.S.50.
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Biryukov S. 간단한 디지털 절연 저항계. - 라디오, 1996, No. 7, p. 32,33; 1998, 3호, p. 32.
Biryukov S. 디지털 커패시턴스 미터. - 라디오, 1995, No. 12, p. 32-34; 1996, 7호, p. 62.
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저자: S. Biryukov, 모스크바

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광신호를 제어하고 조작하는 새로운 방법 05.05.2024

현대 과학 기술 세계는 빠르게 발전하고 있으며 매일 다양한 분야에서 우리에게 새로운 전망을 열어주는 새로운 방법과 기술이 등장하고 있습니다. 그러한 혁신 중 하나는 독일 과학자들이 광학 신호를 제어하는 새로운 방법을 개발한 것이며, 이는 포토닉스 분야에서 상당한 발전을 가져올 수 있습니다. 최근 연구를 통해 독일 과학자들은 용융 실리카 도파관 내부에 조정 가능한 파장판을 만들 수 있었습니다. 이 방법은 액정층을 이용하여 도파관을 통과하는 빛의 편광을 효과적으로 변화시킬 수 있는 방법이다. 이 기술적 혁신은 대용량 데이터를 처리할 수 있는 작고 효율적인 광소자 개발에 대한 새로운 전망을 열어줍니다. 새로운 방법에 의해 제공되는 전기광학적인 편광 제어는 새로운 종류의 통합 광소자에 대한 기초를 제공할 수 있습니다. 이는 다음과 같은 사람들에게 큰 기회를 열어줍니다. ...>>

프리미엄 세네카 키보드 05.05.2024

키보드는 일상적인 컴퓨터 작업에서 없어서는 안될 부분입니다. 그러나 사용자가 직면하는 주요 문제 중 하나는 특히 프리미엄 모델의 경우 소음입니다. 그러나 Norbauer & Co의 새로운 Seneca 키보드를 사용하면 상황이 바뀔 수 있습니다. Seneca는 단순한 키보드가 아니라 완벽한 장치를 만들기 위한 5년간의 개발 작업의 결과입니다. 음향 특성부터 기계적 특성까지 이 키보드의 모든 측면은 신중하게 고려되고 균형을 이루었습니다. Seneca의 주요 기능 중 하나는 많은 키보드에서 흔히 발생하는 소음 문제를 해결하는 조용한 안정 장치입니다. 또한 키보드는 다양한 키 너비를 지원하여 모든 사용자에게 편리하게 사용할 수 있습니다. 세네카는 아직 구매가 불가능하지만 늦여름 출시 예정이다. Norbauer & Co의 Seneca는 키보드 디자인의 새로운 표준을 제시합니다. 그녀의 ...>>

세계 최고 높이 천문대 개관 04.05.2024

우주와 그 신비를 탐험하는 것은 전 세계 천문학자들의 관심을 끄는 과제입니다. 도시의 빛 공해에서 멀리 떨어진 높은 산의 신선한 공기 속에서 별과 행성은 자신의 비밀을 더욱 선명하게 드러냅니다. 세계 최고 높이의 천문대인 도쿄대학 아타카마 천문대가 개관하면서 천문학 역사의 새로운 페이지가 열렸습니다. 해발 5640m 고도에 위치한 아타카마 천문대는 우주 연구에서 천문학자들에게 새로운 기회를 열어줍니다. 이 장소는 지상 망원경의 가장 높은 위치가 되었으며, 연구자에게 우주의 적외선을 연구하기 위한 독특한 도구를 제공합니다. 고도가 높아서 하늘이 더 맑고 대기의 간섭이 적지만, 높은 산에 천문대를 짓는 것은 엄청난 어려움과 도전을 안겨줍니다. 그러나 어려움에도 불구하고 새로운 천문대는 천문학자들에게 연구에 대한 광범위한 전망을 열어줍니다. ...>>

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프레스코화 소리 18.08.2001

University of Oldenburg(독일)의 물리학자들은 고대 프레스코화를 조사하는 새로운 방법을 제안했습니다.

특정 주파수의 음파가 스피커에서 그림과 함께 벽으로 전송됩니다. 손상되거나 부서지거나 닳은 곳에서 소리는 전체 소리와 다르게 반사됩니다. 천장에 도달하기 위해 부피가 큰 비계를 만들 필요가 없습니다.

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