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라디오 전자 및 전기 공학의 백과사전 광대역 안테나용 안테나 증폭기. 무선전자공학 및 전기공학 백과사전
이 기사에서는 광대역 텔레비전 안테나의 증폭 모듈의 작동 원리와 장치에 대해 자세히 설명합니다. 텔레비전 수신 안테나의 증폭기는 주로 잡음에 의해 제한되는 감도를 높이고 두 번째로 동축 케이블의 수신 신호 손실을 보상하도록 설계되었습니다. TV 자체는 자체 증폭 마진이 매우 큽니다. 이득에 의해 제한되는 높은 감도가 있습니다. 동기화에 의해 제한되는 감도가 다소 떨어집니다. 마지막으로 가장 낮은 것은 노이즈에 의해 제한되는 감도입니다. 따라서 장거리 수신을 결정하는 요소는 이득이 아니라 선형 경로의 노이즈 플로어 수준이어야 합니다. 잡음의 영향은 신호 대 잡음비로 추정되며 최소값은 20으로 간주됩니다. 50-100 세대 TV 세트의 경우 잡음에 의해 제한되는 감도는 20-4μV입니다. 그러나 신호 대 잡음비(S/N)가 80이면 이미지 품질이 좋지 않고 큰 세부 사항만 이해할 수 있습니다. 좋은 품질의 영상을 얻으려면 TV 입력에 약 XNUMX배 더 큰 유용한 신호를 인가해야 합니다. s / w 비율이 약 XNUMX인지 확인하십시오. 현재 사용되는 75 Ohm의 파동 임피던스 케이블은 유전체의 설계 및 품질에 따라 미터에서 0,07 - 0,18 dB/m, 데시미터 파장에서 0,25 - 0,6 dB/m의 특정 감쇠를 갖습니다. 케이블 길이가 2 ... 4 m인 경우 총 감쇠는 1,2 - 2,4 dB가 될 수 있습니다. 이와 관련하여 증폭기는 일반적인 수신 조건에서 약 3dB의 이득을 가져야 합니다. 약한 신호를 증폭하기 위해 12 ... 14dB의 마진이 추가되며 이는 광대역 소형 수신 안테나의 낮은 효율로 인해 필요합니다. 모든 증폭기에는 유용한 신호와 함께 증폭되고 신호 대 잡음비를 저하시키는 자체 잡음이 있습니다. 따라서 증폭 요소의 가장 중요한 매개변수는 잡음 지수 K로 간주되어야 합니다.ш. 다단계 경로의 잡음에 대한 통합 평가를 위해 감소된 잡음 지수 K의 지표가 있습니다.ш, 출력 잡음 레벨을 총 이득으로 나눈 값과 같습니다. 에게ш = 케이w.out / 에게У. 출력 노이즈 레벨 K 이후w.out 모든 후속 단계에 의해 증폭된 첫 번째 트랜지스터의 잡음 레벨에 가장 크게 의존하므로 나머지 단계의 잡음은 무시할 수 있습니다. 그럼 케이w.out= 케이sh1КУ, 여기서 Ksh1 는 첫 번째 트랜지스터의 잡음 지수입니다. 따라서 우리는 K를 얻습니다.ш= 케이sh1, 즉. 증폭 부분의 감소된 잡음 지수는 주로 첫 번째 트랜지스터의 잡음 지수에 의해 결정됩니다. 이것은 증폭기의 첫 번째 트랜지스터의 잡음 지수가 TV의 첫 번째 단계의 잡음 지수보다 작을 때 능동 부품을 사용하면 긍정적인 결과를 줄 수 있다는 결론으로 이어집니다. 잡음 지수는 또한 증폭기 입력에서의 매칭 품질과 첫 번째 트랜지스터의 작동 모드에 따라 달라집니다. 증폭기의 주파수 범위는 방송 텔레비전 f = 48-790MHz의 주파수 대역에서 신호 증폭을 제공해야 합니다. 다이내믹 레인지를 높이려면 증폭기에 네거티브 피드백이 있어야 합니다. 그림 1은 신호 케이블을 통해 원격으로 증폭기 모듈에 전원을 공급할 수 있는 변압기 입력 및 개방형 비대칭 출력이 있는 단일 스테이지 증폭기의 다이어그램을 보여줍니다. 이 단일 단계 회로는 매우 안정적이며 캐스케이드하기 쉽습니다.
안테나 여기 지점은 증폭기 Tr1의 균형 섹션에 직접 연결되어 안테나 입력과 증폭단 입력의 광대역 매칭을 제공합니다. 증폭 요소 VT1은 공통 이미 터와 방식에 따라 연결됩니다. 이를 통해 다른 스위칭 옵션에 비해 더 많은 대역통과 이득과 회로의 더 나은 잡음 특성을 실현할 수 있습니다. 작동 주파수 범위에서 이득 및 입력 저항의 변화에 대한 기울기에 대한 트랜지스터 차단 주파수의 영향은 회로에서 병렬 및 직렬 유형의 결합된 주파수 종속 피드백을 사용하여 보상됩니다. 병렬 피드백은 요소 R3, C1, L1에 대해 이루어집니다. 저항 R3은 미터의 연결 조인트와 데시미터 범위의 하단 부분에서 증폭 모듈의 일치를 결정합니다. 이득이 2-4dB 감소하는 동작 범위의 상단 부분에서 인덕턴스 L1은 이 피드백의 효과를 약화시켜 진폭-주파수 특성(AFC)을 균등화합니다. 커패시터 C1은 전원 공급 회로에서 피드백 회로를 분리하는 동시에 장치의 전달 특성에 대한 저주파 차단을 형성합니다. 회로 R4, C3은 소신호 모드에서 캐스케이드의 주요 매개변수를 결정하는 직렬 전류 피드백 요소입니다. 저항 R4는 캐스케이드의 공칭 이득을 설정하고 C3을 설정하면 상부의 주파수 응답 상승을 제어합니다 작동 범위의. 다이내믹 레인지의 지정된 매개 변수는 트랜지스터 유형 및 작동 모드 선택에 의해 제공됩니다. 제시된 회로에서 DC 캐스케이드 작동 모드는 기본 분배기 R4 및 R1의 요소와 함께 R2에 의해 설정됩니다. 커패시터 C2는 R1을 분로하고 모듈 회로에 대한 Tr1의 비대칭 연결을 제공합니다. 15세대 중전력 트랜지스터에서 구현된 증폭 모듈은 40-800MHz의 주파수 대역에서 3,5dB의 이득을 제공하고 장치의 잡음 지수는 75dB를 초과하지 않으며 텔레비전 신호의 동적 범위는 XNUMXdB입니다. 회로에 캐스코드 스위칭이 있는 복잡한 능동 소자를 사용하거나 XNUMX-트랜지스터 캐스케이드로 전환할 때 잡음 지수를 줄이고 장치의 더 큰 선형성을 실현할 수 있습니다. OE 회로에 따라 연결된 마이크로파 바이폴라 트랜지스터를 기반으로 하는 2단 비주기적 증폭기인 두 개의 개략도가 그림 XNUMX에 나와 있습니다. XNUMX. 그림의 증폭기. 도 2a는 트랜지스터 VT1 및 VT2에 두 개의 광대역 증폭 단계를 포함합니다. 매칭 변압기(다이어그램에 표시되지 않음)와 커패시터 C1을 통한 안테나 자체의 신호는 OE 회로에 따라 연결된 트랜지스터 VT1의 베이스에 들어갑니다.
트랜지스터의 동작점은 저항 R1에 의해 결정된 바이어스 전압에 의해 설정됩니다. 이 경우 작용하는 음의 전압 피드백(NFB)은 첫 번째 단계의 특성을 선형화하고 동작점의 위치를 안정화하지만 이득을 줄입니다. 첫 번째 단계에서는 주파수 보정이 없습니다. 두 번째 단계는 저항 R2 및 R3을 통한 전압에 대해 OE 및 OOS를 사용하는 방식에 따라 트랜지스터에서도 만들어 지지만 이미 터 회로의 저항 R4를 통한 전류 OOS도있어 트랜지스터 VT2의 모드를 안정화합니다. 큰 이득 손실을 피하기 위해 저항 R4는 커패시터 C3에 의해 교류로 분류되며, 커패시터 C10의 커패시턴스는 상대적으로 작게 선택됩니다(3pF). 결과적으로 범위의 더 낮은 주파수에서 커패시터 C5의 커패시턴스가 상당한 것으로 판명되고 결과 AC 피드백은 이득을 감소시켜 증폭기의 주파수 응답을 수정합니다. 이러한 증폭기 회로의 단점은 저항 RXNUMX의 출력 회로에서 수동 손실을 포함하며, 저항 RXNUMX는 일정한 공급 전압과 신호 전압이 양단에 걸쳐 강하하도록 연결됩니다. 그림의 증폭기는 유사하게 구성됩니다. 2b에는 OE 회로에 따라 조립된 두 개의 캐스케이드도 있습니다. L자형 필터 L1 C6, R5 C4를 통해 전원 공급 회로를 더 잘 분리하고 두 번째 단계의 OOS 회로(R5 C3 R5)에 커패시터 C6가 존재하여 이득이 증가한다는 점에서 이전 증폭기와 다릅니다. 출력의 커패시터 C7.
OE 회로에 따라 연결된 트랜지스터의 캐스케이드에서 트랜지스터 접합의 내부 연결 및 커패시턴스의 영향이 가장 큽니다. 대역폭의 제한과 증폭기가 자체 여기하는 경향에서 나타납니다. 확률이 클수록 이득이 높아집니다. 그것을 평가하기 위해 안정성 임계 값의 개념이 알려져 있습니다. 증폭기가 발전기로 변하는 이득의 제한 값입니다. 안정성을 개선하기 위한 조치로 OE-OB가 있는 캐스코드 회로에 트랜지스터를 포함하는 것을 제안할 수 있습니다. 트랜지스터 VT1 및 VT2의 캐스코드 연결(그림 3)을 통해 우수한 단방향성을 실현하고 증폭 모듈의 넓은 대역폭을 얻을 수 있습니다. 이를 통해 링크의 입력 및 출력 임피던스뿐만 아니라 진폭-주파수 특성을 안정화하고 수정하는 신호 피드백의 사용을 포기할 수 있습니다. 여기에서 전송 계수와 회로의 연결 매개변수가 모드에서 설정됩니다. 고주파에서 캐스케이드의 이득을 감소시키는 공통 단자의 기생 인덕턴스의 영향을 줄이기 위해 입력 트랜지스터의 이미 터 단자는 케이스에 직접 연결되고 작동 모드는 고정 된 기본 전류에 의해 안정화됩니다. 고주파 차단은 단자 트랜지스터의 컬렉터 회로에 포함된 인덕턴스 L1에 의해 제어됩니다.
모듈의 출력 임피던스의 범위 조정 및 안정화는 저항성-용량성 회로에 의해 수행됩니다. 캐스 코드 회로는 트랜지스터의 최적 작동 모드를 구현할 때 상호 변조 왜곡을 줄일 수 있습니다. 전기적으로 연결되지 않은 두 개의 안테나 형태로 구조적으로 만들어진 MV-UHF 안테나가 있는 경우 각각의 신호를 증폭하고 요약하여 하나의 케이블을 통해 TV 수신기로 전송하는 증폭 모듈을 사용할 수 있습니다 . 앰프는 동일한 케이블로 전원이 공급됩니다. 이러한 증폭 모듈의 개략도는 그림 4에 나와 있습니다. 여기에는 두 개의 독립적인 증폭 채널이 포함되어 있습니다. MV 안테나의 신호는 MV 채널의 입력 단계가 연결된 접점 XT1, XT2에 공급되고 차동 증폭기 회로에 따라 트랜지스터 VT1, VT2에 조립됩니다. 이를 통해 고임피던스 안테나와 좋은 매칭을 얻을 수 있을 뿐만 아니라 공통 모드 노이즈를 억제할 수 있습니다.
코일 L1, L2는 캐스케이드 입력에 설치되어 일부 안테나의 정전기 전하 축적을 제거하고 다이오드 VD1-VD4는 낙뢰 방전으로부터 증폭기를 보호합니다. 추가 증폭 단계는 VT5 트랜지스터에 조립됩니다. 채널 전달 계수는 15…20dB입니다. MV 신호는 차단 주파수가 6MHz인 L19 C7 L250 저역 통과 필터를 통해 케이블로 전달됩니다. 동일한 필터와 인덕터 L5를 통해 채널은 드롭 케이블에서 공급 전압을 받습니다. 또한 필터는 LDC 신호를 전달하지 않습니다. UHF 증폭 채널은 직렬로 연결된 두 개의 동일한 증폭 단계로 구성됩니다. 그 중 첫 번째는 갈바닉 결합 회로에 따라 트랜지스터 VT3, VT4에 조립되어 있기 때문에 온도 및 공급 전압이 변할 때 지정된 작동 모드 및 유지 관리로 자동 종료됩니다. 캐스케이드의 입력에는 차단 주파수가 1MHz인 C3 L2 C450 고역 통과 필터가 설치되어 저주파 신호와 노이즈를 억제합니다. 두 번째 단계의 출력에서 유사한 고역 통과 필터 C21 L9 C22는 UHF 신호를 통과하고 VHF 신호는 통과하지 않습니다. 결과적으로 채널 출력의 필터는 채널을 서로 분리합니다. 코일 L4는 UHF 채널의 캐스케이드와 전체 주파수 응답 수정 사이의 조정을 제공합니다. 총 채널 이득은 32…36dB입니다. UHF 채널은 드롭 케이블에서 L8 인덕터를 통해 공급됩니다. 증폭 모듈은 최소 12mA의 전류에서 70V로 전원이 공급됩니다. 캐스케이드 체인 구조의 모듈은 일반적으로 캐스케이드의 개별 조정 가능성(전송 특성 최적화, 매칭 모드 및 동적 범위 매개변수), 과부하 임계값이 릴레이 레이스를 증가시키고 그에 따라 전달 계수가 증가합니다. 모듈의 기술 솔루션과 기능 및 에너지 특성에 대한 비교 분석에 따르면 능동 광대역 안테나용 증폭 모듈을 설계할 때 기본 구조로 결합된 주파수 종속 피드백이 있는 캐스케이드의 체인 연결이 있는 회로를 선택하는 것이 좋습니다. 또한 첫 번째 단계에서는 필요한 잡음 지수 값과 연결 임피던스의 안정성을 기반으로 피드백 깊이를 선택합니다. 작동 모드와 출력단의 트랜지스터 유형은 주로 모듈에 필요한 부하 용량에 따라 결정됩니다. 발행: library.espec.ws
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