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라디오 전자 및 전기 공학의 백과사전 KR1156EU2 및 KR1156EUZ 시리즈의 펄스 폭 컨트롤러. 참조 데이터
KR1156EU2, KR1156EU3 시리즈의 미세 회로는 최대 1MHz의 주파수에서 작동하는 스위칭 보조 전원 공급 장치를 제어하도록 설계되었습니다. 이 미세 회로의 가장 가까운 아날로그는 각각 UC3825 및 UC3823(Unitrode)입니다. 가장 가까운 국내 아날로그는 KR1114EU4입니다. 미세회로는 p-n 접합 절연과 함께 평면 에피택셜 기술을 사용하여 제조됩니다. 2103.16핀 플라스틱 케이스 3-1(그림 1,2)에 포장되어 있습니다. 장치 무게 - XNUMXg 이하
이 컨트롤러는 펄스 폭(PW) 제어와 전압 및 전류 피드백이 있는 장치에서 작동하도록 설계되었습니다. 컨트롤러를 통한 신호 전파 지연은 50ns를 초과하지 않습니다. 이 IC에는 슬루율이 최소 12V/µs인 광대역 오류 증폭기가 포함되어 있으며 입력 전압 피드포워드 시스템과 호환됩니다. 컨트롤러의 출력에는 최대 1,5A(핀 11 및 14)의 전류에 대한 하프 브리지 스위치가 제공되어 MOS 구조의 강력한 트랜지스터를 제어할 수 있습니다(푸시 풀 모드 - KR1156EU2, 단일 사이클 모드 - KR1156EUZ). 컨트롤러에는 범위를 크게 확장할 수 있는 여러 장치 및 시스템이 포함되어 있습니다. 여기에는 SHI 래치(자세한 내용은 아래 참조), 각 기간의 전류 제한기, 컨트롤러의 원활한 시작을 보장하는 노드, 출력 펄스의 최대 지속 시간에 대한 제한기, 5,1V의 기준 전압원이 포함됩니다. 또한, 컨트롤러를 외부 신호와 동기화하고 끄는 기능인 "히스테리시스"가 있는 감소된 공급 전압으로부터 보호합니다. "꺼짐" 상태에서 미세 회로는 1mA 이하의 전류를 소비합니다. 미세 회로의 핀아웃 (괄호 안에는 조건부 그래픽 이미지의 출력 지정이 표시됨) : 핀. 1 - OU의 반전 입력; 핀. 2 - OS의 비반전 입력; 핀. 3(0ea) - SHI 비교기의 입력을 반전시키는 연산 증폭기의 출력; 핀. 4(Syn) - 동기화 신호의 입력/출력; 핀. 5(Rt) - 타이밍 회로의 저항*을 연결하기 위한 출력; 핀. 6(Ct) - 타이밍 회로의 커패시터*를 연결하기 위한 단자; 핀. 7(램프) - SHI 비교기의 비반전 입력; 핀. 8 (Cs) - 소프트 스타트 장치의 커패시터 연결용 출력; 핀. 9 (정지) - 전류 제한 또는 마이크로 회로 끄기 입력 신호. 핀. 10(Com) - 공통 출력, 음의 전원 출력; 핀. 11(A) - 제12 하프 브리지 전류 증폭기의 출력; 핀. 13 (Em) - 전류 증폭기 트랜지스터의 이미 터; 핀. 14 (Kol) - 전류 증폭기 트랜지스터의 컬렉터; 핀. 15(B) - 제16 하프 브리지 전류 증폭기의 출력; 핀. XNUMX(+U) - 양의 전원 출력; 핀. XNUMX(Uref) - 기준 전압 소스의 출력. KR1156EU2 마이크로 컨트롤러의 기능 다이어그램이 그림에 나와 있습니다. 2. KR1156EU2 및 KR1156EUZ 마이크로 회로는 유사점이 많기 때문에 달리 명시되지 않는 한 설명에서 둘 다 참조합니다.
컨트롤러에는 톱니파 전압 발생기 G1, 2V 바이어스 전압 소스 G1,25, 제어 광대역 오류 연산 증폭기 DA1, SI 비교기 DA5, DD3 트리거의 래치, DD5의 위상 인버터, DD6 트리거, 출력 전류 증폭기가 포함됩니다. 논리 제어 장치 DD7, DD8, 소프트 스타트 장치(트랜지스터 VT7, VT8, 전류 소스 G1)가 있는 DA2, DA3, 마이크로 회로 셧다운 장치(DA2, DD3)가 있는 비교기 부하 전류 제한기 DA2, 저전압 차단 장치 DA4, 예시적인 전압 소스 G4 컨트롤 유닛으로 이 전압(DA6). 컨트롤러의 보호 기능은 임계 전압이 2V인 DA1 부하 전류 제한 비교기, 임계 전압이 3V인 DA1,4 칩 끄기 비교기 및 추가로 제한할 수 있는 소프트 스타트 장치에 의해 제공됩니다. 출력 펄스의 최대 지속 시간 (오차 증폭기 DA1의 출력 전압이 트랜지스터 VT8의 제어 회로를 통해 컨트롤러 1의 출력 전압에 의해 제한되기 때문에). 컨트롤러의 차단 장치는 "Off" 상태에서 공급 전압이 9,2V(0,6V의 "히스테리시스") 아래로 떨어지면 낮은 소비 전류를 제공하는 동시에 출력 증폭기를 높은 임피던스 상태로 전환합니다. . 논리 노드 DD7, DD8은 출력 증폭기가 하이 레벨 상태로 동시에 전환되는 것과 출력 A 및 B에서 한 주기 동안 많은 펄스가 나타나는 것을 방지합니다. 하프 브리지 출력 전류 증폭기는 다음과 같은 부하에서 작동하도록 설계되었습니다. 예를 들어 강력한 MOS 트랜지스터의 게이트와 같은 대용량 구성 요소는 들어오는 전류와 나가는 전류를 모두 전달할 수 있습니다. 주요 기술적 특성*
* 15 V의 공급 전압 및 0O...+70 °C의 주변 온도에서. **KR1156EUZ 컨트롤러의 경우 - 기간별 특성의 최대 허용 값*
* 매개변수 한계값의 노출 시간은 듀티 사이클 1에서 100ms를 초과하지 않아야 합니다. ** 주변 온도가 25°C를 초과하는 경우 선형 법칙 Р = 1 - (Tacr.avg. - 25°C) / Rt env.avr.에 따라 손실 전력 Р을 줄여야 합니다. 여기서 Rt env.avr. , 125°C/W와 같습니다. 기준 전압 소스 G4는 열 보상 안정기와 최대 10mA의 전류(핀 16에서)로 외부 부하에 전력을 공급하는 전류 증폭기로 구성됩니다. 소스에는 약 30mA 수준의 출력 단락 보호 장치가 장착되어 있습니다. 비교기, 논리 노드, 1,25V 바이어스, 연산 증폭기 및 톱니파 생성기에 전원을 공급합니다. 톱니파 전압 마스터 발진기는 최대 1MHz의 주파수에서 작동할 수 있습니다. 저항 R의 저항과 단자 5 및 6에 각각 연결된 타이밍 회로의 커패시터 Ct의 커패시턴스에 의해 결정됩니다. 핀 5에서 컨트롤러는 3V의 전압을 유지하고 저항 Rt를 통과하는 전류는 6 : 1의 비율로 핀 1에 반영되므로 커패시터 Ct의 충전 전류 l3Ct는 l3Ct = 3 식에서 결정됩니다. /Rt. Rt = 3,65kΩ 및 Ct = 1000pF에서 발생기 주파수는 400kHz ±10%입니다. 다른 주파수에서 작동하려면 그림 3에 따라 타이밍 회로의 매개변수를 변경해야 합니다. 삼.
출력 Syn의 펄스 지속 시간과 동일하고 컨트롤러의 동적 범위를 결정하는 오실레이터의 "데드" 시간(출력 A와 B가 동시에 로우 상태에 있기 때문에)은 다음에 따라 달라집니다. 커패시턴스 Ct는 100ns에 도달할 수 있습니다. 생성기는 Ct 입력(핀 6)에서 톱니파 전압을 생성합니다. 두 컨트롤러(핀 4에서 가져옴)의 공동 작동을 위한 동기화 신호는 톱니파 전압 강하 동안 핀 4에서 클록 펄스를 생성하여 출력 증폭기를 동시에 닫습니다. (트랜지스터 증폭기를 통해) 전류를 통해 배제하고 래치 DD3을 출력 증폭기의 작동을 허용하는 상태로 전환합니다. 생성기는 슈미트 트리거 회로에 따라 제작되며 출력은 npn 트랜지스터의 이미 터 팔로워를 통해 핀 4에 연결되며 클럭 펄스는이 핀에 형성되며 낮은 레벨 (2,3V)은 충전에 해당합니다 커패시터 Ct 및 높음(4,5V) - 멈춤. 이미터 팔로워를 사용하면 4개의 여러 미세 회로(배선 OR)의 출력을 결합할 수 있습니다. 출력의 부하 용량은 4 - 1mA이고 이미 터 팔로워 부하의 내부 전류 소스는 400μA 이하를 소비하기 때문에 유사한 미세 회로와의 동기식 작동 중이 출력의 분기 계수는 XNUMX 이상입니다. 슬레이브 (동기화 된) 미세 회로의 생성기는 차단할 수 없지만 타이밍 요소 Rt 및 Ct를 적절하게 선택하여 마스터 생성기보다 약간 낮은 주파수로 조정됩니다. 이 접근 방식을 사용하면 각 컨트롤러에 로컬 톱니파 전압이 있습니다. 핀 5가 핀 16에 연결되고 핀 6이 공통 핀에 연결되면 발전기를 완전히 끌 수도 있습니다. 이 경우 동기화 신호는 외부 생성기에서 핀 4로 공급됩니다. 더 많은 분기 동기화를 위해 마스터 컨트롤러의 클록 신호에 의해 제어되는 이미 터 팔로워를 사용할 수 있으며 슬레이브는 커패시터를 통해 출력에 연결할 수 있습니다. 필요한 경우 종단 저항 및 전송 라인을 통해. 커패시터 Ct의 올바른 선택은 매우 중요합니다. 고주파에서 유효 직렬 저항과 인덕턴스, 유전 흡수 값이 발진기의 주파수 정확도와 안정성을 결정합니다. 따라서 RF 커패시터만 사용하는 것이 좋습니다. 커패시터 리드의 기생 인덕턴스의 영향을 줄이려면 설치 중에 가능한 한 짧게하고 미세 회로의 핀 10에 최대한 가깝게 연결해야 합니다. 단일 레벨 동기 펄스는 DD3 래치를 XNUMX 상태로 변환하고, 위상 인버터를 클록하고, 컨트롤러의 출력 증폭기를 스트로브하여 전류 통과를 방지합니다. 동기화 펄스의 XNUMX 레벨에서 증폭기 중 하나의 출력에 높은 레벨 펄스가 나타나고 다른 회로에 억제가 없으면 다음 동기화 펄스가 도착할 때까지 유지됩니다. 오류 신호 증폭기 DA1은 저저항 출력을 갖는 광대역 고속 연산 증폭기입니다. 신호 경로에 n-p-n 트랜지스터만 사용하면 5,5MHz의 단일 이득 주파수를 달성할 수 있습니다. 오류 신호가 연산 증폭기를 통과하는 최소 시간을 보장하기 위해 해당 트랜지스터의 콜렉터 접합을 쇼트키 다이오드로 션트하여 포화를 방지합니다. 게인은 평소와 같이 OS 깊이를 선택하여 설정됩니다. 증폭기의 일반적인 주파수 응답은 95 주파수에서 100dB의 이득 값과 XNUMXHz에서 XNUMX극을 갖습니다. 오류 증폭기 DA1의 입력 연결은 설계된 전원 공급 장치의 출력 전압 극성에 따라 다릅니다. (공통선에 비해) 안정화된 양의 전압을 얻기 위해 필요한 경우, 공통 모드 전압은 5,1V(예시)이고 OS 회로는 그림 4과 같이 구성됩니다. 16a. 음수이면 공통 모드 전압을 예시의 절반으로 설정하는 것이 좋으며 OS 회로 분배기는 전원 출력과 컨트롤러의 단자 4 사이에 연결됩니다 (그림 XNUMX, b).
트랜지스터 VT1의 이미 터는 p-n-p 구조의 연산 증폭기 (그림 2의 다이어그램에 따름)의 출력 npn 트랜지스터의베이스에 연결됩니다. 따라서 연산 증폭기 출력 전압은 컨트롤러의 핀 8 전압을 초과할 수 없습니다. 연산 증폭기의 출력은 공통 출력에 연결된 내부 50옴 저항으로 로드된다는 점을 염두에 두어야 합니다. 따라서 외부 부하에 큰 싱크 전류가 포함되는 경우 연산 증폭기 출력에서 전압을 낮추기 위해 추가 션트 저항이 필요할 수 있습니다. SHI 비교기 DA5는 비교기 트랜지스터의 포화 모드를 방지하는 출력에 이미 터 팔로워가있는 npn 트랜지스터 기반 차동 증폭기 방식에 따라 만들어집니다. 출력 신호는 5,1V의 공급 전압에서 ESL에 해당합니다. 비교기의 공통 모드 입력 신호는 약 1V의 값으로 하한됩니다. 컨트롤러의 램프 입력의 전압(예: 핀 6에서 톱니파 전압이 적용될 때)는 0에서 3V까지 다양할 수 있으며, 레벨 매칭을 위해 내부 바이어스 소스 G1,25에 의해 비교기의 비반전 입력에 2V의 전압 시프트가 제공됩니다. 전류 제한 비교기 DA2는 SHI 비교기와 구조가 유사합니다. DA3 끄기 비교기는 p-n-p 트랜지스터를 기반으로 한 차동 증폭기 방식에 따라 만들어집니다. 이들 비교기의 반전 입력에는 기준 전압으로부터 각각 1V와 1,4V의 고정 전압이 인가된다. SHI 래치 DD3 및 위상 인버터 DD5, DD6을 포함하여 컨트롤러를 통과하는 신호 경로의 논리 요소는 버퍼 이미터 팔로워가 있는 ESL에서 만들어집니다. 이 노드의 스위칭 전류는 400μA로 상당히 크게 선택됩니다. 따라서 입력 비교기와 출력 전류 증폭기 사이에 1개의 OR 소자(DD4 및 DD7), OR-NOT 소자(DD8, DD3), 래치(DD20)가 있어도 전체 지연 시간에서 차지하는 비중은 XNUMX% 주요 지연은 비교기와 출력 증폭기입니다. 그러나 신호가 경로를 통과하지 않는 속도는 출력이 필요한 진폭으로 빠른 전환을 제공하지 않는 경우 거의 의미가 없습니다. 출력 하프 브리지 전류 증폭기 DA7, DA8을 사용하면 1000V의 컨트롤러 공급 전압에서 30ns 동안 15pF 용량의 부하를 전환할 수 있습니다. 부하를 통과하는 전류의 피크 값은 최소 1,5A입니다. 증폭기의 속도를 보장하려면 출력 트랜지스터를 통한 통과 전류를 견뎌야하는데, 이로 인해 특히 고주파에서 특히 미세 회로가 가열됩니다. KR1156EU2 컨트롤러의 출력 단계에서 강력한 출력 트랜지스터는 상보 신호로 제어됩니다. 하나가 열리면 다른 하나는 닫힙니다. 트랜지스터의 작동 모드는 각 스위칭 동안 20ns의 통과 전류만이 트랜지스터를 통해 흐르도록 선택되며, 500kHz의 주파수에서 소비 전류에 10mA만 추가됩니다. 이 수치는 타협의 결과입니다. 전류를 통해 XNUMX을 달성하는 것은 쉽지만 이 경우 총 지연이 허용할 수 없을 정도로 커집니다. 컨트롤러 공급 전압이 특정 값(작동 전압에서 "히스테리시스" 전압을 뺀 것과 같음) 미만이 되면 저전압 보호 비교기 DA4가 활성화됩니다. 요소 AND-NOT DD9에 의한 출력의 낮은 수준은 높은 수준으로 반전되고 다시 반전되는 요소 OR-NOT DD7, DD8의 입력으로 공급됩니다. 그 결과, 출력 증폭기(DA7, DA8)는 로우 레벨 상태가 된다. 요소 DD9의 하이 레벨도 요소 OR DD2의 입력에 도달하여 출력 회로 2에서 소프트 스타트 커패시터를 방전하는 트랜지스터 VT8를 엽니다. 동시에 열리는 트랜지스터 VT1은 출력에서 전압을 감소시킵니다. 연산 증폭기 DA1을 거의 XNUMX으로 만듭니다. 동시에 비교기 DA4의 출력에서 낮은 레벨은 기준 전압원을 끄고 출력 증폭기는 높은 출력 임피던스 상태로 들어갑니다. 이제 공급 전압이 증가하면 DA4 비교기의 작동 전압 이상이되면 출력에서 높은 레벨이 DD9 요소, 예시적인 소스 G4로 이동하고 점차 컨트롤러를 작동 모드로 전환합니다. 예시적인 소스의 출력 전압이 증가하고 4V를 초과하자마자 기준 전압 제어 비교기 DA6이 활성화됩니다. 이제 DD9 요소의 두 입력이 모두 높고 출력이 낮습니다. 이것은 요소 DD7, DD8을 통한 신호 통과에 대한 금지를 제거하고 DD2 요소의 출력에서 낮은 레벨을 생성하여 (비교기 DA3의 출력도 낮은 경우) 트랜지스터 VT2를 닫고 원활하게 시작합니다. 제어 장치. 전원 공급 장치가 켜지면 강력한 스위칭 트랜지스터를 통과하는 전류는 부하 전류와 출력 커패시턴스의 충전 전류에 의해 결정되며 처음에는 공칭 값보다 훨씬 높습니다. 출력 증폭기의 관련 과부하를 방지하기 위해 트랜지스터 VT1과 소프트 스타트 커패시터로 구성된 노드가 컨트롤러에 도입되었습니다. 노드는 연산 증폭기 DA1의 출력 전압을 거의 9에서 공칭 값으로 천천히 증가시키므로 출력 A 및 B에서 펄스 지속 시간이 증가합니다. 컨트롤러가 마이크로 전력 모드에 있거나 핀 1,4의 전압이 8V, 핀 3 회로의 커패시터가 방전되고 출력 펄스가 없습니다. 소프트 스타트 커패시터는 전류 소스 G9(XNUMXµA)에 의해 충전됩니다. 증가하는 출력 전압 OV DA1 SHI 비교기는 직접 입력에서 톱니파 전압과 비교되고 출력에서 지속 시간이 증가하는 펄스를 생성합니다. 처음에는 출력 증폭기의 개방 시간이 짧고 이를 통과하는 전류가 중요한 것보다 적습니다. 출력 전압이 공칭 레벨에 도달하면 안정화 회로가 켜집니다. 트랜지스터 VT1이 닫힙니다. 주요 목적 외에도 소프트 스타트 장치는 다른 목적으로 사용될 수 있습니다. 따라서 컨트롤러가 연산 증폭기 출력의 전압을 제한하는 기능을 통해 기존 전원 공급 장치 및 전류 모드에서 출력 트랜지스터의 최대 개방 시간을 제한하여 최대 피크 전류 수준을 프로그래밍할 수 있습니다. . 42 ... 56 A의 부하 전류로 1 ... 10 V의 입력 전압 내에서 작동하는 5 볼트 안정화 전원 공급 장치의 예를 사용하는 컨트롤러의 일반적인 포함이 그림 1에 나와 있습니다. XNUMX [XNUMX].
부하 전류가 증가하면 컨트롤러의 정지 입력에 공급되는 전류 센서 R12의 전압이 1V를 초과하자마자 전류 제한 비교기 DA2가 작동하고 요소 DD1을 통과하는 단일 드롭이 SHI 래치 DD3을 상태 1로 설정합니다. 이 전압은 적어도 현재 기간이 끝날 때까지 출력 증폭기를 닫습니다. 래치는 입력 S에서 우선 순위를 가지므로 현재 과부하가 제거된 후에만 XNUMX 상태로의 전환이 가능합니다. 전원 공급 장치의 출력이 닫히면 약 100ns의 시간에 출력 트랜지스터가 꺼지기 때문에 소스의 트랜지스터 VT1, VT2를 통과하는 전류는 두 번째 값으로 증가할 시간이 있습니다. 마이크로 회로의 끄기 비교기 DA3이 작동합니다. 결과적으로 소프트 스타트 커패시터 C4가 방전되고 컨트롤러의 트랜지스터 VT1이 연산 증폭기 출력의 전압을 거의 1으로 줄입니다. 강력한 트랜지스터 VT2, VT9를 닫으면 컨트롤러 단자 XNUMX의 전압이 XNUMX에 가까워지고 소프트 스타트 프로세스가 시작됩니다. 출력 클로저가 제거되지 않으면 설명된 프로세스가 반복됩니다. 컨트롤러의 출력 증폭기를 제어하기 위한 논리 노드는 다음과 같은 기능을 제공합니다. 핀 4 또는 래치 출력에서 높은 수준의 동기화 펄스에서 동시 폐쇄; 동기화 펄스의 낮은 레벨과 래치의 출력에서 번갈아 가며 열리는 것; 오류 신호의 레벨에 따라 출력 펄스의 지속 시간이 변경됩니다. 전원 공급 장치(그림 5)에서 OS 전압이 컨트롤러 DA1 연산 증폭기의 반전 입력에 연결되고 예시적인 것이 비반전 입력에 연결될 때 일반적인 SHI 조정이 사용됩니다.오류 신호가 생성됩니다. 비교기 DA5의 반전 입력으로 오는 연산 증폭기 출력의 특정 전압. R7C2C3 회로를 통한 비교기(핀 6)의 비반전 입력은 소스 G1에 의해 위로 이동된 발전기 G6(핀 2)에서 톱니파 전압을 수신합니다. 푸시-풀 주기는 컨트롤러 출력 클럭 G1이 높을 때 시작됩니다. 이 펄스는 래치의 출력에서 로우 레벨을 설정하고 동시에 요소 DD4를 통해 위상 인버터 DD5, DD6의 입력 C로 전달하여 다음 상태로 전환하고 해당 출력 증폭기를 열도록 준비합니다. 또한 DD7, DD8 요소의 입력에 직접 연결됩니다. 결과적으로 증폭기 DA7, DA8 모두의 출력은 낮고 소스 트랜지스터 VT1 및 VT2는 닫힙니다. 클록 펄스가 감소한 후 DD4 요소 출력의 낮은 레벨은 출력 증폭기를 여는 금지를 제거합니다. 위상 인버터의 활성화 신호가 있는 강력한 소스 트랜지스터가 열립니다. 동시에 커패시터 C1의 충전이 시작되고 컨트롤러 단자 7의 전압이 증가합니다. 비교기의 비반전 입력의 톱니파 전압이 반전 입력의 오류 신호 레벨과 같으면 출력이 높아져 래치가 하나의 상태로 설정됩니다. 열린 강력한 소스 트랜지스터가 닫히고 닫힌 트랜지스터가 우발적으로 열리지 않도록 차단됩니다. 이 트랜지스터는 마스터 오실레이터가 다음 동기 펄스로 래치 출력을 로우 레벨로 설정하고 위상 인버터를 다음 상태로 전환하여 또 다른 강력한 트랜지스터를 켤 준비가 될 때까지 기간이 끝날 때까지 닫힙니다. 또한, 기술된 프로세스가 반복된다. 오류 신호의 레벨에 따라 비교기가 나중에 또는 더 일찍 전환됩니다. 그에 따라 출력 증폭기의 켜짐 시간도 변경됩니다. 이것이 컨버터의 출력 전압이 안정화되는 방식입니다. 컨트롤러는 푸시-풀 펄스 폭 신호를 생성하여 두 가지 주요 모드에서 고전력 트랜지스터를 제어할 수 있습니다. 첫 번째 비교기는 오류 증폭기의 출력 전압을 핀 6의 톱니파 전압과 비교합니다. 이것은 전통적인 전압 피드백 모드입니다. 두 번째 비교기는 오류 증폭기의 전압을 강력한 스위칭 트랜지스터의 공통 회로 (전류 피드백 모드)에 포함 된 전류 센서 인 저항 R12 양단의 전압 강하와 비교합니다. 고려중인 경우 그림에서 볼 수 있듯이. 5, 이 두 모드의 조합이 적용된다. 스위칭 노이즈를 억제하기 위해 전류 센서와 정지 입력 사이에 적분 회로 R4C5가 사용됩니다. 에너지 손실로 인해 전류 측정 저항을 사용할 수 없는 경우 변류기가 사용됩니다. 컨버터가 넓은 범위에 걸쳐 변화하는 입력 전압으로 작동해야 하는 경우 입력 전압에 대해 직접 파라메트릭 연결을 사용하는 것이 좋습니다. 비교기의 입력에 적용된 파라메트릭 톱니파 전압은 외부 RC 회로에 의해 생성됩니다. "톱"의 하강 부분은 외부 트랜지스터에 의한 발전기 출력의 신호에 의해 형성됩니다. 변환기 변압기의 포화를 방지하기 위해 볼트-초 제품을 계산하고 위험한 수준에 도달하면 전력 트랜지스터를 끄는 노드를 사용할 수 있습니다. 최소 2A의 펄스 전류에 대해 쇼트키 다이오드(VD3, VD2)를 사용하여 컨트롤러의 출력 A 및 B를 션트하는 것이 좋습니다. 컨트롤러에 절연 변압기가 로드되어 있거나 드레인 게이트 커패시턴스를 통한 전류 서지가 매우 높으면 션트 다이오드가 필요합니다. 출력 A와 B의 네거티브 스퓨리어스 펄스를 0,3V로 제한합니다. 모든 고주파 구성 요소와 마찬가지로 컨트롤러는 기생 유도 또는 용량 결합을 최소화하기 위해 외부(부착) 구성 요소 및 배선의 배치에 세심한 주의를 기울여야 합니다. 부품의 리드는 가능한 한 짧게 해야 합니다. 이러한 이유로 컨트롤러는 양면 인쇄 회로 기판에 장착하는 것이 좋습니다. 신호 컨덕터는 공통 와이어의 호일 위에 모든 곳에 위치하도록 배치됩니다. 전원 출력은 고주파 간섭을 억제하기 위해 마이크로 회로의 핀 0,1에서 6mm 이상 떨어져 있지 않은 15μF의 세라믹 저 인덕턴스 커패시턴스와 1 ~ 5μF, 핀 12에서 13mm 이상 납땜되지 않고 출력 증폭기에 전원을 공급하기 위한 에너지 저장 장치 역할을 합니다. 단자 0,01과 공통 와이어 사이에 용량이 최소 16uF인 저인덕턴스 커패시터를 연결하는 것이 좋습니다. 기생 여기에 대한 컨버터의 안정성을 높이려면 컨트롤러의 전류 증폭기 출력의 직렬 기생 인덕턴스가 최소화되어야 합니다. 여기서 해결책은 가능한 한 마이크로 회로에 대한 강력한 전계 효과 트랜지스터의 근사치와 직렬 댐퍼 비유도 저항 R7, R8을 사용하는 것입니다. 아날로그 회로에 대한 강력한 트랜지스터의 영향을 줄이려면 제어 펄스를 게이트로 전송하기 위한 차폐 및 일관된 라인 사용이 필요합니다. 외국 문서나 국내 문서 모두 변환기의 강력한 전계 효과 트랜지스터 VT1, VT2 및 쇼트키 정류기 다이오드 VD6의 유형이 표시되어 있습니다. 스스로 만들고자 하는 사람들은 이러한 구성 요소를 실험적으로 선택하고 장치가 안정적으로 작동하는지 확인해야 합니다. 트랜지스터 KP750A, KP767V, KP778A, IRF640을 추천할 수 있습니다. 다이어그램에 표시된 강력한 다이오드 유형 외에도 KD271BS, KD272BS, KD273BS, KDSh2967BS, KDSh2967VS, CTQ2535, CTQ2545가 적합할 수 있습니다. 다이오드 VD4, VD5 - 2D253 시리즈 및 2D255V-5, ZDCH122-20, ZDCH122-20X. 작업하기 전에 [2]를 반드시 숙지해야 합니다. KR1156EUZ 컨트롤러는 위상 인버터 트리거가 없고 출력 전류 증폭기가 역위상으로 작동한다는 점에서 설명한 컨트롤러와 다릅니다. 또한 병렬로 연결할 수 있는 공통 모드 출력 A 및 B, 하나의 출력 B(UC1823과 같은) 및 출력 A가 전류 제한 비교기의 반전 입력에 연결된 버전을 사용할 수 있습니다. 문학
저자: S. Egorov, Bryansk
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▪ 기사 오리엔탈 매자 나무. 전설, 재배, 적용 방법 ▪ 기사 채찍 안테나. 무선 전자 및 전기 공학 백과사전 ▪ 기사 픽업용 증폭기 교정기. 무선 전자 및 전기 공학 백과사전
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