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라디오 전자 및 전기 공학의 백과사전 매우 깊은 OOS가 있는 UMZCH의 다중 채널 증폭. 무선 전자 및 전기 공학 백과사전
무선 전자 및 전기 공학 백과사전 / 트랜지스터 전력 증폭기 저자는 트랜지스터 UMZCH의 원래 다중 채널 구조를 제안합니다. 이 증폭기는 다중 루프 피드백으로 인해 매우 낮은 왜곡을 달성합니다. 광대역(최대 100MHz) OOS는 매우 낮은 지연으로 저전력 메인 채널에서 달성됩니다. 실제로 저자는 정밀 고속 증폭기를 개발했습니다. 무엇보다도 이 기사를 쓴 이유는 OOS의 위험성과 사용 제한에 대한 오디오 애호가들 사이의 지속적인 논쟁이었습니다. 불행히도 피상적인 인상은 OOS가 부정확하다고 비난하기에 충분합니다. 물론 깊은 NOS에 대한 비판은 일반적으로 심각하지 않습니다. 부정적인 결과의 원인은 증폭기의 회로 설계에서 찾아야 합니다. 최대 1GHz의 주파수에서 전문 및 군사용 수신기-증폭기 장치[1]에서는 최대 동적 범위 및 선형성을 제공하기 위해 정밀한 NFB와 함께 캐스케이드를 사용하는 것이 좋습니다. 유사한 권장 사항이 아마추어 무선 장비에서 구현됩니다[2]. "이상적인"증폭기의 선형성에 대한 기본 기준은 입력 및 출력 신호의 순간 값의 스케일 동일성입니다. 피드백 구조와 유형에 따라 결정되는 매개 변수 측면에서 증폭기의 이득을 안정화시키는 것은 OOS입니다. 안정화 품질은 CNF 루프 내부의 게인 마진에 의해 결정됩니다[3]. 게인 마진 - 120kHz 대역에서 20dB 이상 - 장치의 동적 범위에 상응하여 0,0001% 미만의 오차로 출력 신호를 생성할 수 있습니다. 따라서 광대역 신호의 고품질 증폭과 트랜지스터 증폭기의 선형성을 보장하기 위해 매우 깊은 피드백을 사용하는 것이 필수로 간주되어야 합니다. 불행히도 이러한 개념의 잘 알려진 용어에도 불구하고 종종 다소 이상한 방식으로 해석되거나 완전히 무시되므로 특정 설명이 필요합니다. 환경 보호 기준 및 원칙 많은 UMZCH 개발자들은 증폭기가 OOS 커버리지 이전에도 높은 선형성을 가져야 한다는 사실에 주목합니다. 그러나 UMZCH가 주파수 범위에서 높은 선형성을 갖는 것이 가장 중요하며, 그 주기는 신호가 OOS에 의해 커버되는 증폭 단계를 통과하는 시간에 가깝습니다. 피드백이 더 이상 이러한 주파수에서 작동하지 않기 때문에 비선형성과 노이즈는 UMZCH 캐스케이드에서 기생 변조 과정에서 조합 구성 요소의 출현을 유발합니다. NOS가 여전히 유효한 주파수 범위에서 특정 조건에서 피드백 효율이 크게 감소하면 불쾌한 효과가 발생할 수 있습니다[4]. 증폭기 출력의 신호는 입력과 매우 유사하지만 기생 구성 요소가 복잡하게 얽혀 있음이 밝혀졌습니다. 이러한 증폭의 결과 디지털 전송 채널의 "지거"와 유사한 위상 증배 왜곡이 나타납니다. 높은 선형성의 기초는 정적 모드에 가까운 낮은 신호 [5]에서 전자 장치의 작동으로 간주되어야 합니다. 신호 또는 불안정 요인의 영향으로 전기적 매개변수의 변화가 왜곡의 근본 원인이기 때문입니다. 신호 레벨이 크면 캐스케이드의 증폭 및 시간-주파수 매개변수가 변경됩니다. 신호가 증폭기 단계를 통과하는 데 걸리는 시간은 여러 요인에 따라 달라지므로 피드백 유무에 관계없이 "지터와 같은" 현상이 나타납니다. 동시에 FOS의 경우 피드백 신호 지연 시간이 매우 짧은 것이 근본적으로 중요합니다. 이 시간은 FOS 신호가 입력에 비해 지연되기 때문에 실제로 증폭기 캐스케이드를 통한 신호 전송 시간에 가깝습니다. 신호. 이 신호의 레벨이 클수록(즉, 이득이 클수록) 신호의 지연 시간이 클수록 기생 변조 및 왜곡이 커집니다. 따라서 캐스케이드의 과부하 용량에 대해 보다 엄격한 요구 사항이 부과됩니다. 캐스케이드에 과부하가 걸리면 환경 보호의 안정화 기능이 차단됩니다. 과부하 가능성은 실제로 피드백 루프를 통한 응답 시간 *과 관련이 있습니다(증폭기 입력에 신호가 도착한 후 피드백 회로를 통해 다시 응답하는 사이의 시간). 깊은 OOS가 있는 UMZCH의 대부분의 단점은 OOS가 다루는 증폭 단계를 통한 신호 통과 시간에 가까운 주기의 주파수에서 강제 증폭과 정확하게 연결됩니다. 증폭기 품질의 열화는 피드백 루프의 지연 시간이 증가함에 따라 진행되며 스테이지 수가 증가함에 따라 악화됩니다. 즉, 전체 피드백의 큰 깊이에서 연속적인 증폭 단계의 수는 매우 제한적입니다. 공통 에미터(차동 스테이지 및 전류 생성기 포함)가 있는 트랜지스터 스테이지를 사용하면 증폭기의 변조 및 과부하 특성 모두에 매우 부정적인 영향을 미친다는 점에 유의해야 합니다. 이러한 종류의 캐스케이드는 실제로 믹서를 나타내며 동적 범위가 선형성의 기준 역할을 합니다. 트랜지스터에 허용되는 모드 범위에서 동적 범위의 상한은 믹서를 통과하는 전류에 비례합니다[2]. 즉, 캐스케이드에는 큰 동적 범위와 트랜지스터에 대한 해당 전류 및 전압 모드가 있어야 하며 신호가 있을 때의 변화가 최소화되어야 합니다. 신호 자체는 증폭 요소의 속도와 비교하여 충분히 "느려야" 합니다. 그러면 피드백 루프의 반응 시간 동안 신호 변화가 적고 왜곡이 적습니다. 증폭 장치의 컷오프 주파수 Fgr은 증폭기의 단위 이득 F1의 주파수만큼 커야 합니다. 따라서 극히 제한된 수의 스테이지와 피드백 루프의 극히 짧은 응답 시간은 앰프의 광대역 및 넓은 동적 범위에서 선형성을 달성하기 위한 기본 조건입니다. 또한 캐스케이드는 클래스 A에서 작동해야 하므로 작동 대역 외부에서 전달 계수가 1보다 훨씬 작아야 합니다. 즉, 주파수 응답에 "혹"이 없는 경우 CNF 루프의 폐쇄 주파수 Fdm(Fcd는 CNF 루프의 응답 시간의 역수)이 단위 이득의 주파수(Fgm)보다 훨씬 높아야 합니다. >> FXNUMX), Fgm에 가까운 주파수의 신호는 크게 약해져야 합니다. 동시에 매우 깊은 OOS를 사용하면 OOS 루프를 닫는 주파수에서 UMZCH 입력에 대한 출력 신호의 낮은 수준의 침투가 동시에 보장되어야 합니다. 마지막 요소는 출력 신호 레벨(전압 측면에서)이 크고 상호 변조 효율이 입력 신호의 세제곱에 가까운 의존성을 갖는 UMZCH에 있기 때문에 매우 중요합니다[2]. 결과적으로 일반 NF 회로에는 중간 UMZCH 캐스케이드 또는 로컬 NF 회로와의 추가(및 기생) 연결이 없어야 합니다. 의미는 간단합니다. 일반 OOS의 루프에 미리 왜곡된 신호가 침투하는 것을 배제해야 합니다. OOS가 활성화된 경우 게인은 최소화되어야 합니다. 즉, 이득이 낮을수록 신호 대 잡음비 + 간섭이 비례적으로 높아지고 고정 루프 이득 차단 주파수에서 UMZCH의 단위 이득 주파수가 비례적으로 낮아집니다. 입력 신호 레벨이 증가하고 초저잡음 입력 증폭기를 사용하면 UMZCH의 입력 과부하 특성이 저하될 수 있습니다. 신호 경로 회로와 입력 및 OOS(특히 RF에서)는 상대적으로 저항이 낮아야 합니다(수십에서 수백 옴). 그리고 여기에서 공통 이미 터 (CE)가있는 회로에 따라 연결된 트랜지스터를 제어하는 \uXNUMXb\uXNUMXb회로의 저항이 감소하면 과부하 특성이 급격히 악화된다는 사실에주의해야합니다. 증폭 스테이지 트랜지스터의 베이스 및 이미 터 회로의 저항은 선형성과 과부하 특성을 크게 향상시킵니다. 입력 저항을 높이면 입력 전류가 감소하므로 F에 가까운 주파수에서 간단하고 효과적으로 게인이 감소합니다. 이 경우 각 증폭 단계에서 (이득을 줄이기 위해) 이러한 저항을 켜는 것이 매우 바람직하지만 [4, 6] 증폭기 입력에서 정확하게 켜질 때 최대 효율이 달성됩니다 [7]. 이러한 저항은 무선 주파수 장치[2](증폭기, 믹서 등)에서 유사한 기능을 수행하여 사용된 트랜지스터의 차단 주파수(Fgr = Fzam)에서 캐스케이드의 증폭을 줄이고 자체 여기 경향을 줄입니다. 그러나 베이스 전류의 큰 변화로 인해 베이스 회로의 저항이 매우 큰 수준의 왜곡을 생성할 수 있다는 점에 유의해야 합니다. 결과적으로 기본 회로에 저항을 사용하는 것은 트랜지스터가 피드백이 매우 깊은 구조에서 작동할 때만 사용해야 합니다. 위에 나열된 상호 배타적인 요구 사항 사이에서 타협점을 찾는 것은 종종 고마운 일입니다. 하나의 앰프에서 절대적인 실행과 조합은 단순히 비현실적입니다. 다중 채널 증폭, 즉 다중 채널 증폭 구조(MCUS)를 기반으로 하는 경우에만 표시된 요구 사항뿐만 아니라 극도로 깊은 OOS를 실현하는 것이 가능합니다. ICCC의 기준과 원칙 MKUS를 사용하면 증폭기의 신호 지연 시간을 획기적으로 줄일 수 있습니다. 즉, 피드백 루프의 응답 시간이 매우 짧습니다. 결과적으로 CNF 루프(Fc)를 닫는 빈도를 급격히 증가시켜 매우 큰 이득 마진을 제공할 수 있게 됩니다. 이 모든 것이 한계에 가까운 노이즈 수준에서 가능합니다. 이 버전의 증폭기에서는 회로 엔지니어링의 다양한 접근 방식의 장점을 결합할 수 있으며, 서로 다른 특성과 종종 고유한 특성을 가진 상당히 다른 노드를 사용합니다. 이러한 구조에서는 다양한 증폭 등급(A, B, C 및 심지어 D), 스위칭 회로 및 전자 장치 유형을 사용할 수 있습니다. 이 경우 추가 증폭 채널을 연결하는 옵션은 추가 증폭 및 출력 회로로의 전송을 통해 기본 채널의 신호(입력, 출력 및 내부 모두)를 억제하는 기준을 기반으로 합니다. 일반적으로 이 신호를 전송하는 프로세스는 다른 증폭기에서 수행할 수 있습니다. 따라서 CNF 루프 내부에 매우 큰 이득 마진을 생성하여 CNF 루프에서 매우 작은 오차를 제공할 수 있습니다. 일반적인 OOS가있는 증폭기에서 이상적인 이득의 결과는 ... 직접 및 반환 (OS 회로를 따라) 신호의 가산기 출력에 신호가 없다는 것입니다. 여기서 메인(메인) 증폭기(채널)의 개념은 왜곡되지 않은 출력 신호의 형성에 결정적인 영향을 미치는 피드백 루프를 닫는 데 우선 순위를 나타냅니다. 메인 증폭 채널의 주요 매개변수는 매우 작아야 하는 지연 시간으로 간주되어야 합니다. 추가 증폭 채널의 특정 매개변수는 고유 노이즈 수준, 출력 전력 등일 수 있습니다. 다채널(병렬) 신호 처리의 원리는 비교적 오랫동안 알려져 왔지만[9], 불행히도 정밀 측정 장비를 제외하고는 거의 사용되지 않습니다. 특히 OOS 루프 내에서 큰 이득 마진을 구현하는 경우입니다. 동시에 UMZCH [5, 10] ** 및 광대역 연산 증폭기의 여러 방식이 MKUS 개념에 속합니다. 따라서 UMZCH 회로[3-8]의 다양한 접근 방식을 증폭기의 병렬 작동 논리, 즉 MKUS로 보완하는 것이 좋습니다. MKUS를 기반으로 증폭기를 구축하는 옵션의 수는 상당히 많지만 UMZCH와 관련하여 매우 큰 이득 마진으로 인해 강력하고 종종 저주파를 만드는 구조를 사용하는 것이 합리적입니다. 출력 단계는 완벽하게 기능을 수행합니다.
MKUS의 예로서 저전력 부하에서 작동하도록 설계된 1채널 반전 증폭기의 회로(그림 1)를 고려하십시오. 여기서 연산 증폭기 DA2(적절하게 조정됨)은 CFO 루프(Fzam)의 폐쇄 주파수를 설정하는 증폭기의 메인 채널이고 증폭기 DA3 및 DA1는 각각 신호 억제 기준에 따라 동작하는 추가 채널을 형성합니다. DAXNUMX의 입출력. 따라서 저항 R1, R7을 통해 연산 증폭기 DA1의 입력으로 들어오는 신호가 증폭되고 커패시터 C2를 통해 증폭기의 출력으로 공급됩니다. 요소 C1, R2 및 R1은 OOS 루프를 형성합니다. 또한 신호는 DA2 채널과 DA3을 통해 증폭되며 저항 R11을 통해 공통 출력으로 전달됩니다. 따라서 저주파 신호와 관련하여 CNF 루프 내부의 이득이 크게 증가합니다. 신호 분배기 R5R6 및 R8R9는 메인 채널(DA1)에 우선 순위를 부여하여 DA2 및 DA3의 이득을 이러한 연산 증폭기에 의해 도입된 추가 위상 편이가 메인 채널에서 쉽게 보상되는 수준으로 줄입니다. 여기에서 규칙을 따라야 합니다. 추가 증폭 채널의 입력에서 신호를 정확하게 감소(분할)해야 과부하 특성이 크게 향상됩니다. 신호 대 잡음비의 열화로 인해 입력(DA2)에 연결된 증폭기만 예외일 수 있습니다. 저항 R4 및 R7은 입력 과부하 특성을 개선합니다. 간접적이지만 유사한 기능이 요소 R3 및 R10에 의해 수행됩니다. 그들은 특히 Fdet 근처에서 연산 증폭기의 입력 단계의 이득을 크게 줄입니다. 표준 방법에 따른 op 앰프의 주파수 보정은 일반적으로 op 앰프의 입력 단계를 RF 신호 과부하로부터 보호하지 않기 때문에 이러한 저항이 이 문제를 제거한다는 점을 여기서 강조해야 합니다. 이러한 저항이 없으면 커패시터 C1을 통한 고주파 왜곡 제품이 연산 증폭기의 입력으로 직접 이동하여 과부하가 발생합니다(이득은 Fzam에 가까운 주파수에서 강제 적용됨). 결과적으로 RF에 대한 깊은 OOS(커패시터 C1을 통해)는 연산 증폭기 DA1의 주파수 F1에서 증폭기의 주파수 응답을 크게 떨어뜨립니다. 따라서 DA1 출력과 DA3 입력 모두에서 높은 과부하 특성이 제공되며 결과적으로 전체 앰프 전체에 제공됩니다. 오디오 주파수에서 신호는 2개의 연산 증폭기(DA1, DA3, DAXNUMX)에 의해 순차적으로 증폭됩니다(MKUS 기술을 사용하여 만들 수도 있음). 고주파 및 마이크로파 트랜지스터의 사용이 금지되지는 않지만 연산 증폭기를 사용하면 설계 구현이 단순화됩니다. UMZCH 옵션으로 전환하면 저항 R3을 제외할 수 있는 높은 출력 저항을 가진 강력한 증폭기(이하 ULF)를 DA11으로 사용하는 것이 매우 유혹적입니다. 또 다른 솔루션도 가능합니다. 요소 C2 및 R11 대신 보다 효율적인 매칭 장치(다중 채널)를 사용하면 ULF를 별도의 장치로 만들 수 있습니다! 이를 통해 간섭 및 간섭 수준을 20...40dB까지 줄일 수 있습니다. 다른 증폭기 장치의 경우 XNUMX% OOS로 작동할 수 있는 초광대역(무선 주파수) 연산 증폭기를 사용하는 것이 기술적으로 편리합니다. 즉, 매우 짧은 신호 전송 시간과 그에 따른 단일 이득 주파수에서의 최소 위상 편이는 연산 증폭기를 선택할 때 결정적인 매개변수입니다. 논쟁의 전체 범위는 상당히 복잡하므로 선택은 상대적으로 평균적인 광대역 연산 증폭기에 떨어졌습니다. 물론 "스카이 하이"특성을 지닌 초 현대식 요소 기반을 사용하는 것은 상당히 인상적이지만 높은 가격으로는 바람직하지 않습니다. 한편, 증폭기 출력에 신호를 추가하여 MKUS의 고효율(고품질 정합 장치 사용)은 저주파 채널의 출력 단계에서 적당한 매개 변수를 가진 트랜지스터를 사용할 수 있게 합니다. 강력한 바이폴라 장치의 상대적으로 낮은 컷오프 주파수 Fgr로 인해 위에서 논의한 필수 요구 사항에 초점을 맞출 필요가 있습니다. 주파수 근처의 트랜지스터 작동은 허용되지 않으며 결과적으로 UMZCH의 증폭( 피드백이 켜짐) 이 주파수에서 중요하지 않아야 합니다(F1< Fgr). CFO 루프의 컷오프 주파수를 F1> Fgr 비율로 높이면 입력 증폭기(일반적으로 매우 광대역)가 UMZCH의 후속 저주파 캐스케이드의 과부하를 유발한다는 사실이 발생합니다. MKUS 기술로 통합된 여기에 설명된 원칙을 기반으로 저자는 비교적 간단한 2채널 UMZCH에 대한 체계를 개발했습니다. 75. 부하 Rn = 4옴에서 작동할 때 정격 전력 Pout XNUMXW.
주 증폭 채널(DA1, VT1)은 AD812 RF 연산 증폭기를 사용합니다. 단위 이득 주파수 F1 = 100MHz, 자체 잡음 EMF Esh = 4nV/Hz, 이득은 40MHz의 주파수에서 약 3dB이며 강력한 ULF 트랜지스터의 주파수 Frp에 해당합니다(그림 1의 A2). , 왜곡 ULF 출력 단계를 효과적으로 억제할 수 있습니다. CFO 루프의 폐쇄 주파수(Fzap 및 Fgr 이상의 주파수에서 UMZCH의 안정성을 결정하는 것은 메인 채널입니다. CFO 루프의 매우 짧고 안정적인 응답 시간은 메인 채널의 속도와 작동에 의해 보장됩니다. 지터와 같은 현상(위상 변조)을 제거하는 클래스 A 모드에서 VT1의 중계기. 이 방식에서 메인 채널은 오디오 주파수에서 주파수 Fzam까지의 대역에서 동작한다. 메인 채널의 특수성과 우선순위는 Fzam에 가까운 주파수에서의 작동과 OOS 루프의 종료입니다. F1 = Frp = 3MHz에서 Fdet = 250MHz까지의 주파수 대역에서 UMZCH의 작동을 살펴보고 분석을 위해 가파른 전선이 있는 펄스 신호를 사용합니다. 저항 R1, R2를 통한 입력 신호는 UMZCH 신호 입력(A 지점)에 도달한 다음 저항 R9를 통해 에미터가 메인 채널의 출력인 연산 증폭기 DAI, VT1의 입력(B 지점)에 도달합니다. ). 메인 채널의 출력에서 정합 장치의 요소 C7, C8 및 R22를 통해 신호는 UMZCH 출력 (포인트 C)으로 전달됩니다. 여기서이 신호는 ULF에서 나온 신호를 지배 한 다음 C2 회로를 통과합니다. , R3은 지점 A에 대한 UMZCH 신호 입력에 대한 OOS 회로를 닫습니다. 저저항 RF OOS 회로(요소 C1, C2, R2, R3)는 이러한 주파수에서 고품질 신호 분할을 제공하는 반면 인덕턴스 L1 및 T1은 기생 (장착) 커패시턴스. A 지점에서 작동하는 신호는 두 번째(DA2) 증폭 채널에 의해 추가로 증폭됩니다. 이 추가 증폭 채널은 입력에서 기본 채널 신호 억제(DA1) 기준에 의해 활성화됩니다. 신호의 경우 DA2의 채널은 전치 증폭기이며 안정성 조건에서 허용할 수 없는 위상 편이가 발생하는 가장 높은 주파수(10MHz 이상)에서만 "꺼집니다". DA2 우선 장치(신호 분배기 R1R10)를 통해 증폭된 연산 증폭기 DA11 신호는 비반전 입력 DA1에 공급됩니다. 오디오 주파수에서 DA2 출력은 신호 레벨이 매우 낮습니다. 즉, 거의 정적 모드에서 작동합니다. 따라서 두 개의 연산 증폭기(DA2, DA1)에 의해 직렬로 증폭된 신호도 주 증폭 채널(지점 B)의 출력으로 나옵니다. 거기에서 신호는 저항 R23을 통해 세 번째 증폭 채널-A1(ULF)로 분기되며, 그 출력에서 매칭 장치(변압기 T1의 2차 권선)를 통해 오디오 및 "제로" 주파수 신호가 UMZCH의 출력(포인트 C). ULF의 속도가 제한되는 주파수에서 변압기 T1이 있는 VTXNUMX의 출력 단계는 ULF 출력의 진폭 및 위상 오류를 억제하는 기준에 따라 작동합니다. T1 형태의 인덕턴스 사용은 오디오 주파수에서 정합 장치의 매우 낮은 저항과 Fgr에 가까운 주파수에서 높은 두 가지 상충되는 조건, 즉 강력한 트랜지스터를 충족해야 할 필요성에 의해 결정됩니다. 저저항 RF 및 LF 구조의 정확한 정합 문제는 다양한 기생 공진의 발생으로 인해 매우 중요하다는 점을 여기서 강조해야 합니다. 이때 공진은 커패시터 C7과 1차측 권선 T8의 인덕턴스로 구성된 회로에서 발생하며 ULF 출력에서의 게인 및 위상과 밀접한 관련이 있다. 회로 C22, R9는 이 회로의 주파수 및 품질 계수를 줄입니다. 요소 C27, R1의 발진 회로와 변압기 TXNUMX의 XNUMX차 권선 인덕턴스는 더 낮은 주파수로 조정되므로 더 낮춥니다. 변압기는 필터(LPF)로 간주되어야 하며 UMZCH 출력에서 신호 가산기의 요소로 간주되어야 합니다. 이 요소는 DA1에서 메인 채널의 증폭 리소스를 사용하여 기생 공진 징후 및 위상 오류의 잔재를 억제합니다. 1 차 권선 T2은 트랜지스터 VT1의 이미 터 팔로워에 연결되며 동시에 VT1의 전류 안정기입니다.변압기가 강압되면 기본 채널 (DA1)의 우선 순위가 제공됩니다. XNUMX차 권선 TXNUMX의 전압은 실제로 ULF 출력에서 오는 전압과 직렬로 켜집니다. ULF 왜곡을 효과적으로 억제하려면 변압기가 충분히 광대역이어야 하고 Fgr 정도의 주파수에서 높은 효율(양호한 플럭스 연결)을 가져야 합니다. RF 마이크로 회로는 전압이 ±12,5V인 별도의 바이폴라 조정기로 전원을 공급받아야 합니다. 이제 ULF에 대해 그림 3에 그 계획이 나와 있습니다. 8. 출력단은 전류 생성기에 의해 제어되는 강력한 대칭 이미터 팔로워입니다[1]. 체계는 고전적이며 설명이 필요하지 않습니다. ULF는 메인 채널의 출력에서 신호 억제 기준에 따라 활성화됩니다. ULF 앞에는 저항 R23 (그림 2 참조)과 R32 (그림 3)의 분배기 인 메인 채널 (DA20)의 우선 순위를 생성하는 장치가 포함됩니다. 그것의 임무는 최소한의 위상 변화로 Fgr 주변의 주파수에서 ULF 이득을 줄이고 더 높은 주파수에서는 CXNUMX을 통해 이득을 XNUMX으로 줄이는 것입니다. 이것은 ULF의 과부하 특성과 노이즈 내성을 향상시킵니다.
따라서 고주파 (3MHz 이상)에서 UMZCH의 출력 신호에 대한 ULF의 기여도는 23 배 감소합니다. 깊은 OOS의 결과 (주파수 Fgr에서의 주파수 응답 감소로 인해), 분배기 R32R20 및 C1, 또한 권선 T15의 높은 유도 저항 때문입니다. 약 180MHz의 주파수에서 ULF 출력(E점)의 전압은 UMZCH 출력(C점)의 전압보다 25° 뒤쳐져 있습니다! ULF의 커패시터 C6는 이중 기능을 수행합니다. ULF 주파수 보정을 생성하는 것 외에도 트랜지스터 VT7, VT3의 캐스케이드에서 3MHz 이상의 주파수에서 병렬 채널을 형성합니다. VT25 이미 터의 신호는 커패시터 C4 (VT7 및 VTXNUMX 우회)를 통해 출력 이미 터 팔로워 (ULF 입력 레벨 포함)로 공급되어 ULF를 통한 신호 전송 시간을 줄입니다. 여기서 커패시터 C22에 의한 리드 수정 회로의 모호한 역할을 지적할 필요가 있습니다. 이 커패시터는 ULF 출력(3MHz 정도의 주파수)에서 신호의 위상 편이를 감소시키는 반면 메인 채널 출력의 신호 레벨은 감소합니다(지점 B). 그러나 커패시터 C22는 Fgr 이상의 주파수에서 증폭을 증가시켜 채널의 과부하 특성을 악화시키고 왜곡을 증가시킵니다. 따라서 C22의 사용은 고주파 트랜지스터(KT818, KT819 시리즈)를 충분히 사용하지 않는 경우에만 정당화됩니다. 다른 경우에는 체인 R34, C22를 제외해야 합니다. 따라서 UMZCH(지점 C)의 출력 신호는 실제로 합성 신호입니다. 작동 주파수 대역의 신호는 1차 권선 T1을 통해 ULF의 출력으로 전달됩니다. 고주파수에서 ULF 왜곡을 억제하기 위한 보상 신호는 트랜지스터 VT2, VT1 및 변압기 TXNUMX을 통해 전달됩니다. 2kHz 주파수에서 모든 채널(DA1 DA20, ULF)의 순차 이득은 160dB에 이릅니다. 이는 도입된 FOS의 오류를 0,0001% 미만의 값으로 줄입니다. 이 오류의 작음(지점 A의 신호 수준)은 저널 독자에게 알려진 I. T. Akulinichev[2]의 방법을 사용하여 RF op-amp DA3(지점 D)로 증폭한 후 시각적으로 평가할 수 있습니다. 그러나 피드백 루프 내부의 큰 이득 마진으로 인해 오류는 매우 작고(1mV 미만) 거의 선형입니다. 그러나 여기에서는 공통 와이어를 통하는 것을 포함하여 신호 회로의 간섭 및 기생 연결 수준에 주의를 기울여야 합니다. 예를 들어, 1kHz의 주파수에서 OOS 회로의 전류(요소 C2, C2, R5-R20를 통해)는 정밀 회로 OP1과 관련하여 몇 마이크로볼트 수준에서 SCR 와이어에 전압 강하를 생성합니다. SCR의 이 픽업은 선형이며 위험하지 않습니다. 그러나 부족함에도 불구하고 수천 배로 증폭 된 픽업은 연산 증폭기 DA2의 출력에서 신호 레벨을 크게 증가시킵니다. CNF 회로에서 오류의 크기를 올바르게 관찰하려면 OP1-OP4에서 OP5로 닫고 추가 증폭기를 20 ~ 40dB만큼 닫아 모든 단계에 하나의 공통 와이어를 사용해야합니다. 주파수가 20kHz 인 정현파 신호의 오실로그램이 그림에 나와 있습니다. 출력 전력 Pout = 4W로 UMZCH 작동 중 75; 위에서 아래로: 2mV의 스케일 분할에서 출력 DA1(포인트 D), 출력 DA1(포인트 B) - 0,5V의 스케일 분할에서. 증폭기 입력의 고주파 간섭은 R1C1 필터에 의해 감쇠되며 커패시터는 RF OOS 회로에도 포함됩니다 (R2 / R3 \u2d C1 / C7). 저 저항 OOS 회로는 RF 간섭 및 기생 정전 용량의 영향을 크게 줄입니다. 저항 R9 및 RXNUMX는 RF 연산 증폭기의 과부하 용량을 효과적으로 증가시켜 입력 단계의 RF 이득을 크게 줄입니다. 이러한 조치의 조합은 높은 과부하 특성을 보장하는 강력한 트랜지스터의 차단 주파수에서 ULF 증폭을 제외하고 주파수에 가까운 주파수에서 루프 내 증폭을 크게 줄입니다. 200kHz 미만의 주파수에서 게인은 (R3+R4+R5)/(R1+R2) =10의 비율로 결정됩니다. 트랜지스터 VT8, VT9는 출력 트랜지스터의 베이스에서 바이어스 전압의 안정화 기준에 따라 출력 스테이지[3]의 대기 전류를 안정화합니다. 전류 과부하의 경우 트랜지스터 VT5 및 VT20-VT22는 DD10 19-DD1 1 요소(즉, 약 1ms 동안)에서 생성되는 생성기의 3주기 동안 ULF(VT30-VTXNUMX)를 차단합니다.
UMZCH의 제어 및 튜닝은 100MHz 대역에서 수행되어야 한다. 이렇게하려면 저항 R1 및 R4 + R5의 저항을 절반으로 줄여 OOS 루프의 차단 주파수를 높이는 것이 좋습니다. 그런 다음 DA2를 끄면 (R10의 결론 중 하나를 풀기에 충분함) C 지점에서 1MHz 이상의 주파수에서 주파수 응답의 단조로운 감소를 제어합니다. 필요한 경우 저항 R1를 증가시켜 주 채널 DA9의 이득을 줄입니다. 그런 다음 주파수 250kHz의 "구불구불한" 펄스 신호가 0,5V의 전압 스윙으로 입력에 적용됩니다. 더 높은 신호 레벨은 250kHz 이상의 주파수에서 UMZCH의 출력 전력이 강하기 때문에 주 증폭 채널(VT1, VT2)의 출력 스테이지 전력과 연결됩니다. 이 경우 DA1 출력(지점 B)의 사전 왜곡된 신호가 가장 유익한 것으로 간주되어야 하며, 이는 실제로 OOS 추적 루프 오류의 다중 증폭 신호입니다. 지점 B의 신호는 지수에 가까운 형태의 임펄스 특성을 가져야 합니다. 올바른 설정을 사용하면 맥박이 상대적으로 짧아야 하고 전면이 가파르며 감소가 완만하고 부드러워야 합니다. 어떤 경우에도 오실로그램에서 공진이나 중단이 관찰되어서는 안 됩니다. 이중 컷오프 주파수에서 측정된 UMZCH의 다른 지점에서의 펄스 신호는 그림 5의 오실로그램에 표시되어 있습니다. 4, 저항이 6ohm 인 저항 부하에서 작업 할 때-그림의 오실로그램에서. 1; 무효 부하(7μF 용량의 커패시터)에서 작업할 때 - 그림 2의 오실로그램에서 0,2. 따라서 위에서 아래로 1V 분주값의 DA2 출력(D점), 5V 분주값의 DA1 출력(B점), UMZCH 출력(C점) 및 ULF 출력(E점) XNUMXV의 분할 값에서 이 파형의 스위프 속도는 XNUMXµs입니다.
필요한 경우 우선 ULF(요소 R35, R34, C22, C25)의 게인 및 보정, 우선 장치(R23, R32, C20, C21)의 신호 감쇠 계수를 조정한 다음 정합 장치( C7, C8 및 R22, C9 및 R27, T1), DA1(지점 B)의 출력에서 신호를 설정하는 진동 프로세스는 제외됩니다. 다음으로, 후자의 높은 선형성(평활성)을 가진 DA10의 출력에서 펄스의 최소 진폭 기준에 따라 저항 R2을 연결하고 선택합니다. 그 후 교단은 10 ... 20% 더 선택되어 보드에 납땜됩니다. ULF 출력단의 무부하 전류는 저항 R100을 선택하여 약 48mA 수준으로 조정되고 ULF 차단 전류(8A)는 R63이며 트랜지스터 VT1(200mA)의 무부하 전류는 각각 R25입니다. 마지막으로 30 ... 300 kHz 대역의 큰 입력 신호로 과부하가 걸렸을 때 ULF 여기가 없는지 UMZCH의 작동을 확인합니다. ULF의 자극은 매우 낮은 속도 및 과부하 속성, F^의 큰 이득, NF 루프의 과도하게 높은 컷오프 주파수 또는 구성 요소가 변경될 때 가능한 기본 채널의 불충분한 우선 순위를 나타냅니다. 튜닝 후 CNF 루프의 차단 주파수가 복원됩니다. 구조 및 세부 사항 OOS 트래킹 루프의 지연 시간, 고주파에서의 이득, 결과적으로 다양한 종류의 기생 공진 및 왜곡을 억제하는 효과를 결정하는 것은 메인 채널입니다. 따라서 DA1에는 가장 엄격한 요구 사항이 적용됩니다. 즉, 무선 주파수여야 합니다. 즉, 높은 수준의 RF 신호와 50옴의 표준 부하에서 올바르게 작동해야 합니다. 트랜지스터 VT1에도 높은 요구 사항이 적용되어 시간 지연이 발생합니다. 따라서 고주파(예: KT922, KT925 시리즈)여야 하며 전류는 연산 증폭기 DA1과 함께 작동하기에 충분합니다. 상대적으로 작은 전류 VT1(200mA)로 인해 1MHz 이상의 주파수에서 UMZCH 부하 임피던스는 더 커야 하며 필터(초크 L1)의 존재는 필수입니다. L1의 또 다른 목적은 고주파 발진이 AC에서 UMZCH 출력(C 지점으로) 및 OOS 회로로 전달되는 것을 차단하는 것입니다. CNF 루프를 닫는 빈도가 매우 높기 때문에 주 증폭 채널과 RF의 CNF 회로의 물리적 길이는 최소화되어야 하며 구현 시 RF 장치에 대한 요구 사항을 고려해야 합니다. 연산 증폭기 DA2에 대한 요구 사항은 덜 엄격하지만 잡음, 간섭, OOS의 정밀도 등을 결정하는 전치 증폭기는 연산 증폭기 DA2라는 점을 강조해야 합니다. 결과적으로 그는 "온실" 조건에서 일할 의무가 있습니다. 조건은 다음과 같습니다. 주파수 Fzam에 가까운 주파수에서 연산 증폭기의 과부하를 제거하는 입력 회로(R7)에 상대적으로 높은 저항의 저항이 존재합니다. 클래스 A의 저 신호 모드에서 연산 증폭기의 출력단 작동; 간섭을 줄이기 위해 전원 회로에 별도의 전원 공급 장치 또는 RC 필터가 있습니다. 설계에서 신호 OP1과 전원 회로 OP2라는 별도의 공통 배선을 갖는 것이 중요합니다. "접지"의 문제는 매우 중요합니다. 왜냐하면 증폭기 단계의 신호는 공통 와이어[8]와 관련하여 결정되기 때문입니다. 신호 부분 또는 신호 공통 와이어에 대한 저주파 간섭의 유도는 실제로 동일합니다. 따라서 회로 OP1~OP4는 반드시 화면에 있어야 하고(와이어 OP5이기도 함) 반드시 별도의 배선으로 구성해야 하며 연산 증폭기 DA2의 캐스케이드도 차폐해야 합니다.저항 R16~R20은 더 짧은 회로를 제공합니다. UMZCH 케이스에 대한 모든 OP를 닫는 공통 지점을 우회하는 고주파 전류 경로. 전체 ULF 출력 전압이 적용되기 때문에 커패시터 C2의 품질에 대한 요구 사항이 높습니다. 따라서 흡수율이 낮고 정격 전압이 250V 이상이어야 합니다(부족하지 않은 것 - KSO, SGM). 커패시터 C1은 동일한 그룹을 사용하는 것이 바람직합니다. 입력 회로 저항 및 OOS(R1-R5) - MLT 또는 OMLT. 매칭 장치의 커패시터 C7-C9 - K73-17 또는 TKE가 작은 세라믹. 여기를 배제하기 위해 트랜지스터 VT8, VT9는 VT6, VT7 및 VT10-VT13에 매우 근접하게 위치해야 합니다. 증폭기가 여기되면 저항 R47-R49 및 R51, R53의 저항을 두 배로 늘리거나 [4]에서 사용된 것과 유사한 바이어스를 적용하는 것이 좋습니다. ULF 요소 기반에 대한 다른 요구 사항이 없으므로 다른 체계를 기반으로 구현이 가능합니다. 그러나 더 진보된(즉, 광대역 및 다중 채널!) 회로 및 소자 기반을 선호해야 하며 어떠한 경우에도 과부하 특성으로 인해 이득이 강제되어서는 안 됩니다. VT120-VTT14 캐스케이드에서 트랜지스터 KT9, KT8101를 사용하고 콜렉터 전류 VT8102을 1mA로 증가시켜 회로를 최대 250W까지 변경하지 않고 UMZCH의 출력 전력을 증가시킬 수 있습니다. 위에서 언급했듯이 ULF는 최대 40cm 거리(표시된 구성 요소 값 사용)의 기본 UMZCH 채널에서 제거할 수 있습니다. 작성자의 경우 브레드 보드 버전에서 저항 R23과 변압기 T1에서 ULF까지의 전선 길이는 30cm이고 반대로 이미 터 VT1에서 R23까지의 도체 길이와 요소 C7, R22에서 도체의 길이는 변압기 T1에 대한 최소값이어야 합니다. 코일 LI, L2는 직경 12mm의 프레임에 감겨 있으며 직경 11mm의 SEW 와이어 1회를 포함합니다. 변압기 T1은 동일한 프레임에 감겨 있습니다. 30차 권선에는 PEV 0,3의 15회 회전, 1차 권선에는 10 PEV 12mm가 포함됩니다. 권선 사이에 0,3 차 권선 위에 이중 와이어로 0.4 차 권선을 감는 것이 좋습니다. 30-15 개의 PEV 와이어 XNUMX ... XNUMX mm 묶음으로 변압기를 감는 것이 더 좋습니다. 그 중 XNUMX 개는 직렬로 연결되어 XNUMX 차 권선 (XNUMX 회)을 형성하고 나머지 와이어는 병렬로 연결됩니다. XNUMX차 권선을 형성합니다(XNUMX회). 물론 고품질 UMZCH는 전류 및 전압 측면에서 앰프의 과부하 표시, UMZCH 출력에서 "4"을 안정화하는 장치, 와이어 저항 보상 및 스피커 보호 [8 , XNUMX]. 결론적으로 저자는 이 기사를 준비하는 데 도움을 준 A. Sitak(RK9UC)에게 감사를 표합니다. 문학
저자: A.Litavrin, 베레조프스키, 케메로보 지역
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