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라디오 전자 및 전기 공학의 백과사전 철저한 환경 보호 기능을 갖춘 초선형 UMZCH입니다. 무선전자공학 및 전기공학 백과사전
무선 전자 및 전기 공학 백과사전 / 트랜지스터 전력 증폭기 어떤 브랜드의 제품과도 경쟁할 수 있는 국산 부품을 사용하여 앰프를 만드는 것이 가능합니까? 출판된 기사의 저자는 이 질문에 긍정적으로 대답했습니다. 또한 UMZCH에서는 바이폴라 트랜지스터와 연산 증폭기를 사용했습니다. 국산 부품을 사용하여 깊고 광대역 피드백을 갖춘 이 초선형 증폭기는 150Ω 부하에 최대 4W의 장기 전력을 제공합니다. 가져온 구성 요소를 사용하면 8Ω 부하의 전력을 250W로 높일 수 있습니다. 복잡한 부하를 처리할 수 있으며 입력 및 출력 과부하 보호 기능이 있습니다. UMZCH의 상호 변조 왜곡은 너무 작아서 저자는 무선 주파수에서 이를 측정해야 했습니다. 저자가 개발한 디자인과 인쇄 회로 기판은 광대역 장치 설치를 "배선"하는 방법을 학습하기 위한 모델을 제공합니다. 얼마 전까지만 해도 오디오 애호가와 라디오 아마추어 사이에는 진공관을 사용하여 고품질의 UMZCH를 만들어야 한다는 의견이 지배적이었습니다. 많은 의견이 정당하다고 표현되었습니다. 그러나 완전히 억울한 것을 버리면 두 개만 남게 됩니다. 첫째, 진공관 앰프에서 발생하는 왜곡은 귀에 기분 좋습니다. 둘째, 진공관 앰프의 비선형성은 "더 매끄럽고" 상호 변조 제품을 훨씬 적게 생성합니다. 둘 다 연습으로 확인되었다고 말해야합니다. 또한, 스펙트럼의 고주파수 부분에 짝수차 왜곡을 도입하는 데 정확하게 기반을 두는 자극기인 특수 사운드 처리 장치가 오랫동안 존재해 왔습니다. 경우에 따라 익사이터를 사용하면 두 번째 및 세 번째 계획의 악기 및 음성 개발을 개선하고 사운드 스테이지에 깊이를 더할 수 있습니다. 앰프에서 이와 유사한 효과는 기분 좋을 수도 있고 때로는 유용할 수도 있습니다. 그럼에도 불구하고 "좋은 소리를 내는" 왜곡을 도입하는 것은 UMZCH 자체보다 여전히 사운드 엔지니어의 특권입니다. 사운드 재생의 충실도를 달성하려면 이러한 관점에서 앰프와 스피커에서 발생하는 왜곡을 제거하기 위해 노력해야 합니다. 라우드스피커에 의해 발생하는 왜곡을 줄이는 주제는 이전 기사 [1]에서 다루었습니다. 여기서는 출력 저항이 낮은 "클래식" UMZCH에 대해 이야기하겠습니다. 왜냐하면 "전류" 출력을 갖는 UMZCH보다 여전히 더 다재다능하기 때문입니다. 언뜻 보면, 오늘날의 최신 기술로 인해 앰프를 "투명하게" 설계하는 것이 전혀 어렵지 않은 것처럼 보일 수 있으며, 이 문제를 둘러싼 논쟁은 광고 과대광고의 산물일 뿐입니다. 이것은 부분적으로 사실입니다. 흠잡을 데 없는 UMZCH의 대량 생산을 조직한다면, 제 생각에는 이 앰프를 생산하는 업계는 얼마 후 판매 없이 방치될 것입니다. 이 라인의 작성자는 측정 장비용 튜브 및 트랜지스터 정밀 증폭기를 개발하고 다양한 장비(주로 외국산)를 수리 및 구성해야 했습니다. 당연히 매개변수를 측정하고 구조를 평가했습니다. 그리고 표준(오디오 기술용) 방법을 사용할 뿐만 아니라 특히 다중 톤 입력 신호로 출력 신호의 스펙트럼을 분석하여 보다 유익한 방법을 사용합니다.(이 경우 신호의 합으로 구성됨) 주파수와 진폭이 거의 동일한 정현파는 상대적으로 소수인 특정 세트, 즉 공통 인자를 갖지 않는 숫자에 비례하여 증폭기 입력에 공급됩니다.) 장거리 케이블 통신 기술에 사용되는 증폭기를 제어하는 데 유사한 기술이 널리 사용됩니다. 왜냐하면 증폭기를 통과하는 신호 스펙트럼의 "비오염"에 대한 요구 사항이 매우 엄격하기 때문입니다(수천 개의 이러한 증폭기가 통신 시 직렬로 연결됨). 라인 및 왜곡이 요약됩니다). 예를 들어, K-10800 시스템용 증폭기는 약 110MHz의 주파수 대역에서 -60dB 미만의 상호 변조 왜곡 수준을 갖습니다. 이러한 특성을 얻는 것이 쉽지 않다는 것은 분명합니다. 해당 증폭기 개발자의 자격은 매우 높아야 합니다. 불행하게도 오디오 회사들은 Neve와 Amek 녹음 콘솔의 디자이너인 Rupert Neve를 제외하고는 자격이 부족한 개발자들에게 만족하는 것 같습니다. 녹음 전문가들로부터 열광적인 찬사를 받았던 최신 Niva 리모콘(9098i)은 전적으로 반도체이며, 그 앰프는 매우 큰 OOS 깊이를 가지고 있습니다. 한때 Niv가 많은 램프 리모콘을 개발했으며 그 중 대부분이 표준으로 간주되었다는 점은 주목할 만합니다. 비교 대상이 많고 세심한 사람인 저자는 많은 경우 대부분의 반도체 및 튜브 UMZCH의 실제 작동 품질이 표준 오디오 방법을 사용한 측정 결과보다 훨씬 나쁘다는 결론에 도달했습니다. 장비. 그들 중 다수는 상업적 상황의 압력으로 입양되었으며 삶의 현실과는 거리가 먼 것으로 알려져 있습니다. 좋은 예는 R. Dolby가 자신이 제안한 CCIR/ARM2K 기술을 설명하는 기사에서 제시한 소음 측정 방법에 대한 요구 사항 목록입니다. 이 목록의 두 번째 항목은 "...상업적 수용성: 측정 중에 얻은 수치가 기존 수치를 사용하는 것보다 나쁘다면 어떤 제조업체도 새로운 기술을 사용하는 데 동의하지 않을 것입니다..."입니다. R. Dolby가 제안한 피크 미터를 평균 정류 값 미터로 교체하면 매개변수가 약 6dB 향상되었으며 가중치 필터의 전송 계수가 절반으로 줄어들어 총 "이득"이 12dB에 이르렀습니다. 이 기술이 많은 제조업체로부터 호평을 받은 것은 놀라운 일이 아닙니다. 비선형 왜곡을 측정할 때 유사한 "가짜"가 종종 발생합니다. 증폭기의 데이터 시트에 입력된 "0,005Hz - 20kHz 주파수 범위에서 20% THD"는 대부분의 경우 주파수가 다음과 같은 신호의 고조파임을 의미합니다. 언급된 주파수 대역에 속하는 1kHz는 지정된 값을 초과해서는 안 되지만, 15kHz 주파수에서의 왜곡에 대해서는 아무 의미도 없습니다. 일부 제조업체는 왜곡을 측정할 때 부하를 증폭기에 연결할 필요가 전혀 없다고 생각하며 여권에는 다음과 같이 작은 글씨로 표시되어 있습니다. “...4Ω 부하에서 XXW 전력에 해당하는 출력 전압에서. ..”. 또한 사양에 따르면 실제 부하(케이블 및 스피커 시스템 포함)에서 작동하는 0,01kHz 주파수에서 "1% THD 미만"을 갖는 앰프가 다음과 같은 상호 변조 왜곡을 보이는 것은 전혀 드문 일이 아닙니다. 매우 부드러운 SMPTE 표준(주파수가 60Hz 및 7kHz인 두 개의 정현파 신호, 진폭 비율은 4:1이며 측정 결과는 고주파 신호 진폭 변조의 상대적 크기입니다. - 저주파) 0,4...1% 수준, 때로는 그 이상. 즉, 실제 부하로 작동할 때 중간 정도의 높은 주파수에서도 상호 변조 왜곡이 악명 높은 고조파 왜곡 계수보다 훨씬 높은 것으로 나타납니다. 전압 피드백이 적용되는 많은 튜브 UMZCH에서도 비슷한 현상이 일반적입니다. 이러한 증폭기에 의해 증폭된 다중 톤 신호의 스펙트럼을 분석하면 많은 조합 구성 요소가 드러납니다. 거의 계승 법칙에 따라 입력 신호의 구성 요소 수가 증가함에 따라 그 수와 총 전력이 매우 빠르게 증가합니다. 귀로 음악을 재생할 때 이는 일반적으로 "트랜지스터"라고 불리는 "더럽고" "불투명한" 사운드로 인식됩니다. 또한 신호 레벨에 대한 왜곡 레벨의 의존성이 항상 단조로운 것은 아닙니다. 유용한 신호의 레벨이 감소하더라도 왜곡 제품의 전력은 감소하지 않습니다. 이러한 장치에서 증폭기 특성(고조파 왜곡, 주파수 대역)의 여권 세트는 제조업체의 수완 외에는 아무것도 나타내지 않는다는 것이 분명합니다. 결과적으로, 일반 소비자는 구매하기 전에 정상적으로 듣는 것이 (대조적으로) 불가능하기 때문에 종종 자신이 "찔린 돼지" 구매자 상태에 있음을 알게 됩니다. 물론 모든 것이 그렇게 우울한 것은 아닙니다. 케이스 색상, 크기 및 무게와 관련하여 브랜드를 중요하게 생각하는 거의 모든 회사가 완벽하게 행동합니다. 이것은 결코 시장에 주목할 만한 UMZCH가 없다는 것을 의미하지 않습니다. 그 중 소수는 있지만 존재합니다. 저자가 작업할 기회가 있었던 모든 산업용 앰프 중에서 오래된 Yamaha M-2가 가장 "정확"해 보였습니다(지금 일본에서는 그런 제품을 만들지 않습니다). 그러나 가격이 상당하고 4Ω 부하용으로 설계되지 않았으며, 출력 트랜지스터가 사양 요구 사항을 위반하여 작동합니다. 아마추어 중에서 A. Vitushkin과 V. Telesnin의 앰프는 매우 좋은 인상을 남겼습니다 [2]. UMZCH VV [3]보다 확실히 더 잘 작동합니다("더 투명하게"). 또 다른 좋은 증폭기는 PMI의 M. Alexander입니다[4]. 그러나 이러한 모든 앰프는 실제 수준의 왜곡, 성능 및 재현성 측면에서 요소 기반의 기능을 완전히 구현하지 않습니다. 이러한 이유와 엔지니어링 명성의 이유로 이 기사의 저자는 요소 기반(러시아 및 CIS에서 사용할 수 있는 기능 포함)의 실제 기능을 반영하는 자체 버전의 UMZCH를 개발하기로 결정했습니다. 복제하기 쉬울 것. 동시에 수입 부품을 사용하여 훨씬 더 뛰어난 기능과 더 큰 출력을 갖춘 "상업용" 버전이 개발되었습니다. 개발의 주요 목표는 높은 "여권" 특성을 달성하는 것이 아니라 실제 작동 조건에서 가능한 최고의 품질을 보장하는 것이었습니다. 회로 및 설계 최적화의 결과로 탁월한 매개변수 값이 자동으로 얻어졌습니다. 제안된 UMZCH의 주요 특징은 다양한 회로 및 설계 조치를 통해 달성되는 광대역입니다. 이를 통해 OOS 루프에서 약 6~7MHz의 단위 이득 주파수를 얻을 수 있었으며 이는 대부분의 다른 UMZCH 설계보다 훨씬 높은 크기입니다. 결과적으로, 전체 오디오 주파수 대역에서 달성 가능한 OOS 깊이는 85dB 이상(주파수 25kHz에서)이고, 100kHz 주파수에서 OOS 깊이는 58dB, 주파수 500kHz - 30dB입니다. . 전체 전력 대역폭은 600kHz를 초과합니다(왜곡은 약 1%). 다음은 UMZCH의 주요 특성입니다(왜곡 및 슬루율 측정 시 입력 필터 및 소프트 제한 장치가 비활성화됨).
증폭기(그림 1)는 차단 주파수가 48kHz인 XNUMX차 입력 저역 통과 필터, "소프트" 신호 레벨 제한기, 전력 증폭기 자체, 출력 LRC 회로 등의 구성 요소로 구성됩니다. 자동 DC 밸런싱 및 와이어 저항 보상 단계(XNUMX선 부하 연결 다이어그램) 또한 UMZCH의 합산 지점에는 보조 신호 증폭기가 제공됩니다. 병렬 피드백 루프로 덮힌 증폭기의 반전 입력에서 눈에 띄는 전압이 나타나는 것은 원인이 무엇이든 피드백 루프의 추적 위반 및 그에 따른 왜곡을 나타냅니다. 이 추가 증폭기는 왜곡 표시기를 작동하는 데 필요한 수준으로 왜곡 신호를 증폭합니다.
증폭기의 신호 경로는 오디오 장비에 거의 사용되지 않는 KR140UD1101 연산 증폭기를 사용하지만 오랜 개발 역사에도 불구하고(Bob Dobkin은 118년대 초반에 프로토타입 LM218/318/70을 개발함) 독특한 특성의 조합. 따라서 K(R)140UD11(01)의 차동 입력 신호에 대한 과부하 용량은 기존 "사운드" 연산 증폭기보다 40배 더 좋습니다. 동시에 뛰어난 슬루율과 이득/대역폭 곱(50kHz에서 106x100Hz)을 갖습니다. 또한 이 연산 증폭기는 과부하로부터 매우 빠르게 회복되며, 출력단은 큰 대기 전류로 작동하고 피드백 적용 이전에도 높은 선형성을 갖습니다. 유일한 단점은 이 연산 증폭기의 EMF 잡음의 스펙트럼 밀도가 저잡음 장치의 평균보다 약 110배 높다는 것입니다. 그러나 UMZCH에서는 최대 신호 대 잡음비가 XNUMXdB보다 나쁘지 않아 주어진 전력에 매우 충분하므로 이는 크게 중요하지 않습니다. 신호 경로에서 연산 증폭기는 입력에서 공통 모드 전압으로 인해 발생하는 왜곡을 제거하기 위해 반전 연결에 사용됩니다. 전력 증폭기 자체는 개선된 "클래식" 구조[3, 5]에 따라 제작되었습니다. 높은 정확도를 보장하기 위해 입력에 연산 증폭기가 포함되고 "깨진 캐스코드" 및 출력을 기반으로 하는 대칭 전압 증폭기가 뒤따릅니다. 2단 이미터 팔로워를 기반으로 한 스테이지. 사소한 개선과 설계 조치(그림 3)로 인해 이 앰프 매개변수의 실제 음질과 재현성은 [5, 6, XNUMX]에 비해 근본적으로 향상되었습니다.
4Ω 부하용으로 설계된 출력단은 암에 최소 XNUMX개의 트랜지스터를 사용합니다. 명백한 중복성과 번거로움에도 불구하고 이러한 솔루션은 두 가지 이유로 인해 실제 복잡한 부하로 작업할 때 절대적으로 필요합니다. 첫 번째이자 가장 중요한 점은 복잡한 부하를 작동할 때 출력 트랜지스터에서 방출되는 순간 전력이 급격히 증가한다는 것입니다. 그림에서. 그림 3은 +1V의 공급 전압에서 출력 트랜지스터에서 소비되는 순간 전력과 다양한 부하(곡선 3-40)에 대한 출력 전압의 순간 값을 비교한 그래프를 보여줍니다. 곡선 1은 PA의 작동에 해당합니다. 공칭 저항이 0,8(예: 3,2Ω)인 순수 활성 부하, 곡선 2 - 공칭 임피던스 모듈이 0,8이고 위상각이 45도인 복잡한 부하의 경우. (요구 사항 OST.4.GO.203.001-75) 및 곡선 3 - 위상 각도 60도. 복잡한 부하에서 작동할 때 출력 트랜지스터에 의해 소비되는 피크 전력은 유사한 크기의 저항성 부하에서보다 2,5~3배 더 크다는 것을 그래프에서 볼 수 있습니다. 이것 자체도 문제지만, 가장 큰 문제는 복잡한 부하를 동작시킬 때 트랜지스터가 소비하는 최대 전력이 출력 전압이 4에 가까워지는 순간, 즉 높은 전원 전압이 인가되는 순간에 발생한다는 점이다. 트랜지스터에. 일부 스피커의 임피던스 모듈은 특정 주파수 대역에서 1,6옴에서 60옴으로 감소할 수 있으며 위상각은 7도까지 증가할 수 있습니다. [3]. 이는 곡선 XNUMX에 비해 전력 손실이 두 배로 늘어납니다. 바이폴라 트랜지스터의 경우 전력이 어느 전압에서 소산되는지가 매우 중요합니다. 전압이 증가하면 국부적 열 불안정으로 인한 "핫스팟"이 나타나기 때문에 허용 전력 소산이 크게 감소하여 매개변수 및 성능 저하가 발생합니다. 818차 고장. 따라서 각 유형의 트랜지스터에는 작동이 허용되는 안전 모드 영역(ROA)이 있습니다. 따라서 KT1G819/1G40(국내 고전력 상보형 트랜지스터 중 OBR이 가장 좋음)의 경우 전압 60V, 케이스 온도 70...60°C에서 최대 전력 손실은 40이 아니라 60W입니다. ; 32V의 전압에서 허용 전력 손실은 최대 80W로 떨어지고 전압 26V-최대 XNUMXW로 떨어집니다. 명확성을 위해 그림에서. 그림 3은 증폭기의 출력 전압에 따라 이러한 트랜지스터의 전력 소비 성능을 보여주는 곡선 4를 보여줍니다. 순전히 능동 부하로 작업하는 경우에도 암에 병렬로 두 개 이상의 장치를 포함해야 함을 알 수 있습니다. 전력 전계 효과 트랜지스터(MOSFET, MOSPT)는 OBR이 더 많지만 상보성 정도는 바이폴라 트랜지스터보다 훨씬 나쁩니다. 이로 인해 낮은 신호 레벨(임계 전압 확산 및 더 높은 출력 저항으로 인해) 및 고주파수(커패시턴스 및 상호 컨덕턴스의 강한 비대칭으로 인해)에서 MOS-FET 출력단의 왜곡이 발생합니다. 적절하게 설계된 바이폴라 트랜지스터 캐스케이드보다 몇 배 더 큰 것으로 나타났습니다. 그럼에도 불구하고 MOSFET으로 만들어진 출력단을 갖춘 UMZCH는 바이폴라보다 해외 생산이 더 저렴한 것으로 나타났습니다. 그 이유는 해외에서 강력한 바이폴라 및 전계 효과 트랜지스터의 가격이 거의 동일하고 필요한 전계 효과 트랜지스터가 더 적기 때문입니다. 최고의 수입 바이폴라 트랜지스터의 OBR은 국내 것보다 훨씬 크지만 4Ω 부하에서 작동할 때도 병렬로 연결해야 합니다.
전류 스폿의 형성 시간은 저주파의 반주기보다 훨씬 작은 수십 마이크로초로 측정되므로 단기 전력 방출을 기대하는 것은 불가능합니다. 따라서 출력 트랜지스터의 수는 직류용 OBR 경계 내에서 각 트랜지스터의 작동을 보장하는 방식으로 선택되어야 합니다. 이로 인해 출력 트랜지스터의 수를 늘려야 하는데 이는 비용이 많이 들고 노동 집약적입니다. 이것이 대부분의 상업용 증폭기가 필요한 것보다 훨씬 적은 수의 트랜지스터를 갖는 이유입니다. 그러나 OBR을 위반하여 동작하는 트랜지스터의 파라미터는 점차 저하되어 음향 저하로 이어진다. 많은 수의 출력 트랜지스터가 필요한 두 번째 이유는 최대 허용 전류에 도달하기 훨씬 전에 전류가 증가함에 따라 특성, 주로 속도가 저하되기 시작하기 때문입니다. 따라서 공식적으로 2A용으로 설계된 널리 사용되는 일본 트랜지스터 1302SA15의 경우 차단 주파수의 급격한 하락은 3A에서 시작되고 보완적인 2SC3281의 경우 2,5A에서 시작됩니다. 여러 연결을 권장하는 다른 이유가 있습니다. 병렬로 연결된 강력한 트랜지스터. 총 베이스-이미터 커패시턴스가 증가하면 이전 단계의 신호가 특정 전력 여유를 가지고 직접 통과하게 되며 출력 팔로어 대역폭은 실제로 출력 트랜지스터의 차단 주파수를 초과합니다. 이것이 바로 이 증폭기에서 달성된 특성을 손상시키지 않고 상대적으로 "느린" 출력 트랜지스터를 사용할 수 있는 것으로 밝혀진 이유입니다. 앰프는 국내 생산 부품을 사용합니다. 각 채널의 신호 경로에는 연산 증폭기 K(R)140UD1101(3개)이 보조 회로(K(R)140UD14(08) 및 KR140UD23(각 1개))에 사용됩니다. 예비 단계에서는 KT3102 및 KT3107 시리즈(각각 2개), KT632 및 KT638(각각 4개), KT502 및 KT503(2개 및 1개), KT9115 및 KT969(각각 3개)의 상보형 트랜지스터를 사용합니다. 증폭기 출력단의 스테이지에는 KT961A 및 KT639E(4개 및 5개)와 KT818G1 및 KT819G1(암당 521개의 트랜지스터)이 포함됩니다. 증폭기는 KD522 또는 KD243, KD213B 및 KDXNUMXB 시리즈의 다이오드도 사용합니다. 그림에서. 그림 4는 UMZCH의 개략도를 보여줍니다. 입력 저역 통과 필터는 반전 연결의 연산 증폭기(DA1)에서 만들어집니다. 저역 통과 필터 출력의 신호는 트랜지스터 VT1-VT4 및 다이오드 VD3-VD14에 구현된 "소프트 클리퍼"를 통과한 다음 연산 증폭기 DA3에 만들어진 전력 증폭기 자체의 입력 단계로 이동합니다. 그 다음에는 VT5-VT8, VT13-VT15의 대칭형 캐스코드 트랜지스터 전압 증폭기와 트랜지스터 VT16-VT45의 전류 증폭기(출력 팔로워)가 이어집니다. 연산 증폭기 DA2는 왜곡 표시기 작동을 위해 UMZCH의 합산 지점에서 신호 증폭기 기능을 수행합니다.
DA3 연산 증폭기 이후의 전압 증폭기는 구조의 대칭성과 매우 깊은(40dB 이상) 로컬 피드백으로 인해 높은 선형성을 갖습니다. 이 OOS의 회로는 R71C46 및 DA3과 함께 전체적으로 UMZCH의 루프 증폭에 필요한 주파수 응답을 형성하는 데에도 사용됩니다. 이러한 캐스케이드에는 한 가지 미묘한 점이 있습니다. 이득 손실을 최소화하려면 캐스코드의 마지막 트랜지스터(그림 4에서는 R59, R63)의 이미터 회로에 있는 저항기의 전압 강하가 2,5V 이상이어야 합니다. 이들 저항기는 전류원으로 교체되어야 합니다. 그렇지 않으면 전압 증폭기의 선형성이 저하됩니다. [5], 특히 [3]에 설명된 UMZCH에서는 이 조건이 충족되지 않습니다. 선형성을 더욱 높이기 위해(특히 고주파수에서) 증폭기 공급 전압은 출력단의 공급 전압보다 10~12V 더 크게 선택됩니다. 다이오드 VD17-VD19는 증폭기가 과부하 상태에서 벗어날 때 과도 프로세스를 가속화하고 트랜지스터 VT5-VT8의 이미터 접합이 저하되지 않도록 보호하도록 설계되었습니다. 회로 R64C41, R66C42는 VT13 및 VT14의 기생 자기 여기를 제거하고 다이오드 VD26, VD27은 출력단 트랜지스터의 포화를 방지합니다(이 다이오드는 100μA 전류에서 최소 10V의 역 전압을 견뎌야 합니다. 대부분의 KD521A 사본 또는 1N4148이 이 조건을 충족합니다.) 리피터의 처음 두 단계에 있는 트랜지스터의 특이한 병렬 회로는 트랜지스터를 통한 전류의 효과적인 균등화를 보장하므로 트랜지스터를 선택할 필요가 없습니다. 커패시터 C45, C47-C49는 출력단의 동적 비대칭이 나타나는 것을 방지합니다. 제너 다이오드 VD25는 전원 공급 장치의 저장 커패시터를 충전하는 동안 트랜지스터 VT13 및 VT14의 스위치 온을 지연시켜 스위치가 켜질 때 연산 증폭기 공급 전압이 +5...7V에 도달하고 정상으로 들어갑니다. 방법. 이 조치는 전원이 켜질 때 출력 전압 서지를 방지합니다. 같은 목적으로 UMZCH 출력의 자동 영점 조정 범위는 +0,7V로 제한됩니다. OOS 회로(R23, R24, 회로 R27C17 및 R28C18, R45, R46)에서 저항을 직렬로 연결하는 것이 이상해 보일 수 있습니다. 이는 OOS 회로의 비선형성을 줄이기 위해 수행되었습니다(저항의 저항 값과 커패시터의 커패시턴스는 아주 작은 범위이지만 적용되는 전압에 따라 달라짐). 같은 이유로 저항 R23, R24, R122 및 R123은 전력 손실 여유가 큰 것으로 선택되었습니다. 다른 주목할만한 기능 중에서 VT15(출력 트랜지스터의 방열판에 장착됨)와 저항기 R60-R62 및 R65를 기반으로 하는 XNUMX단 리피터 기반의 초기 바이어스 장치에 주목할 가치가 있습니다. 바이어스 전압의 온도 계수는 히트싱크와 전력 트랜지스터 결정의 온도 차이를 고려하기 위해 평소보다 약간 높게 선택되었습니다. C40 커패시터를 사용하는 것이 완전히 일반적인 것은 아닙니다. 대부분의 설계에서 이러한 세부 사항이 없으면 바이어스 전압이 동적으로 변경되고 0,2~0,5V/μs 이상의 상승 또는 하강 속도를 갖는 신호에서 증폭기의 비선형성이 증가합니다. 그리고 이는 고주파수 영역의 상호 변조 왜곡 양에 매우 중요한 영향을 미칩니다. 그런데 "느린" 트랜지스터(예: KT15 또는 KT502)를 VT209로 사용하면 자주 발생하지만 거의 눈에 띄지 않는 또 다른 결함(인덕턴스로 인해 50~200MHz 정도의 주파수에서 트랜지스터의 자체 여기)을 방지할 수 있습니다. 전선의. 이러한 자기 여기의 존재는 오디오 주파수에서 잡음 수준과 상호 변조 왜곡의 증가로 나타납니다. 트랜지스터 VT1-VT4 및 다이오드 VD3-VD14의 "소프트 제한" 장치는 임계값이 출력단의 공급 전압에 따라 달라지므로 증폭기의 출력 전력을 최대한 활용한다는 점에서 다릅니다. UMZCH의 안정적인 작동을 보장하기 위해 보호 장치는 강력한 트랜지스터를 통해 흐르는 전류뿐만 아니라 트랜지스터에 걸리는 전압도 고려합니다. 트리거 옵션이 사용된 이유는 일반적인 유형의 전류 제한기(비상 상황에서 출력 트랜지스터를 "덮는")가 증폭기의 안전을 보장하지 않고, 또한 고주파수에서 출력단의 작동을 악화시키기 때문입니다. 진단 효과도 중요합니다. 보호 기능이 활성화되면 시스템에 문제가 있음을 나타냅니다. "과부하" 보호 활성화 표시기와 보호 재설정 버튼 SB1은 증폭기 보드 외부에 있으며 XP1 커넥터(XS1 - 그림 5)를 통해 연결됩니다.
출력단의 각 트랜지스터 VT28-VT35, VT36-VT43의 대기 전류는 80~100mA 범위 내에서 선택됩니다. 낮은 값에서는 강력한 트랜지스터의 주파수 특성이 허용할 수 없을 정도로 저하되기 때문입니다. 다이어그램에서 볼 수 있듯이 전원 공급 장치의 정류기 다이오드와 저장 커패시터는 증폭기에 할당되고 인쇄 회로 기판에 위치합니다. 그림 참조. 2 기사의 첫 번째 부분. 이를 통해 출력단에서 낮은 노이즈 방출을 보장하고 증폭기 속도를 높이는 데 필요한 전원 회로의 기생 인덕턴스를 대폭(수십 배) 줄일 수 있었습니다. 증폭기 전원 공급 장치에 있는 저장 커패시터의 총 정전 용량은 암당 56μF이며 일반적으로 접하는 값(400~10μF)에 비해 너무 커 보일 수 있습니다. 그러나 이것은 사치가 아닙니다. 최대 20A의 전류에서 000...1,5V 이내의 전압 리플을 보장하려면 최소 2...9μF의 정전 용량이 필요합니다(에너지 강도 - 45...60 채널당 J) . 대부분의 상용 앰프 전원 공급 장치의 커패시터 용량이 부족한 이유는 오로지 경제적인 이유 때문입니다. 앰프에서 스피커로의 신호 전송에 대한 출력 회로(케이블 및 기타 사항)의 영향이 거의 완전히 제거됩니다. 이를 위해 측정 기술에서 차용한 2선 부하 연결이 사용되었습니다(일반적인 연결은 해당 AC 및 OS 라인의 접점 S3와 S100 사이에 점퍼를 설치하여 보장됩니다). 또한 RLC 회로는 증폭기 출력에 설치되어 컴퓨터를 사용하여 최적화되고 200~6kHz 이상의 주파수에서 기생 영향으로부터 증폭기 출력단을 효과적으로 격리합니다. 이는 이러한 대규모 광대역 OOS(7~XNUMXMHz)를 실질적으로 실현할 수 있게 한 조치 중 하나입니다. 대중적인 믿음과는 달리 실제로는 피드백의 깊이와 앰프의 동적 왜곡 발생 경향 사이에 직접적인 연관성이 없다는 점에 유의해야 합니다. 더욱이, 피드백 루프의 대역폭을 확장하고 오디오 주파수 범위 이상으로 깊이를 늘리면 실제로 입력단의 동적 왜곡 및 과부하가 없는 조건을 더 쉽게 충족할 수 있습니다. 큰 차이의 신호로 인한 과부하로 인해 피드백 루프 추적이 실패하고 OOS가 "꺼집니다". 이러한 현상을 방지하기 위해서는 차신호의 크기를 줄이는 것이 필요하다. 가장 좋은 방법은 고주파수에서 피드백의 깊이를 높이는 것입니다. 이제 선형성을 개선하기 위해 OOS를 사용하는 방법에 대해 설명합니다. 많은 증폭기의 회로 설계를 분석하면 대부분의 설계자가 왜곡을 교정하는 OOS의 능력이 깊이뿐 아니라 이러한 왜곡이 발생한 위치에 따라 달라진다는 사실을 깨닫지 못한다는 결론에 도달합니다. OOS가 있는 6단 증폭기의 가장 간단한 모델(그림 XNUMX)을 고려해 보겠습니다. 블록 다이어그램은 각 단계의 EMF 잡음(en) 및 왜곡(ed) 소스와 함께 위에 표시됩니다. 다음은 모든 잡음 및 왜곡 소스가 입력(즉, 증폭기의 합산점)으로 변환되는 등가 회로입니다. 동시에, OOS를 도입할 때 입력에 발생하는 왜곡 곱의 절대 수준은 첫 번째 근사치까지 변하지 않고 유지되며, 왜곡과 잡음의 감쇠 정도는 합산점에서 이득까지 정비례한다는 것이 분명해졌습니다. 이러한 왜곡과 소음이 발생하는 곳입니다. OOS 도입에 따른 상대적 왜곡 수준의 감소는 시스템의 전체("외부") 이득이 감소하고 잡음 및 왜곡의 상대적 비율이 떨어지기 때문에 발생합니다. 단위 이득을 갖는 출력단에서 발생한 왜곡이 실제로 해당 왜곡 곱의 주파수에서 피드백 깊이만큼 감쇠되면 입력을 참조하는 첫 번째 단의 왜곡은 발생하지 않습니다. 전혀 약화되었습니다.
OOS가 적용되는 증폭기의 모든 단계, 특히 입력 단계의 초기 선형성을 한계까지 증가시키는 것이 바로 이러한 상황입니다. 그렇지 않으면 OOS 도입 후 상호 변조 왜곡 스펙트럼이 급격히 확장될 수 있습니다. 이 현상의 메커니즘은 간단합니다. 증폭 단계 자체의 입력에 도달하는 차동 신호의 스펙트럼은 왜곡 제품으로 인해 항상 확장됩니다. 더욱이, 왜곡 제품의 수준이 감소하는 것보다 더 빠르게 주파수가 증가함에 따라 음 피드백의 깊이가 감소하는 경우(이는 대부분의 증폭기에서 일반적임) 닫힌 음 피드백이 있는 입력의 차 전압에서 고주파 왜곡 제품의 비율이 닫힙니다. 유용한 신호의 점유율을 초과합니다. 증폭기 스테이지의 선형성은 일반적으로 주파수가 증가함에 따라 감소하므로 대량의 상호 변조 제품이 발생하며 그 중 일부는 오디오 주파수 영역에도 속합니다. 특히 비대칭 비선형성과 관련하여 입력 단계의 충분한 선형성 마진이 필요한 것은 이러한 현상이 발생하는 것을 방지하기 위한 것입니다. 증폭기에 사용된 KR140UD1101 연산 증폭기의 선형성 범위(입력 차동 전압 기준)는 +0,8V로 전계 효과 트랜지스터 입력을 갖춘 거의 모든 연산 증폭기보다 큽니다. 깊은 로컬 피드백(에미터 회로의 상대적으로 높은 저항 저항 형태)으로 인해 KR140UD1101의 입력 차동 스테이지 선형성도 상당히 높으며 입력 커패시턴스는 연산 증폭기보다 몇 배 더 작습니다. 입력에 전계 효과 트랜지스터가 있습니다. 동시에 연산 증폭기 DA3 입력의 신호 전압 (증폭기가 과부하없이 작동하는 경우)은 1mV를 초과하지 않습니다. 증폭기가 정상 작동하는 동안 DA3 출력의 신호 범위는 피크에서 피크까지 0,5V를 초과하지 않습니다. 이러한 조건에서의 측정에 따르면, KR140UD1101 연산 증폭기는 환경 피드백이 적용되기 전에도 최대 50kHz의 주파수에서 0,05% 미만의 비선형성을 나타냅니다. 트랜지스터 VT5 - VT14의 연산 증폭기를 따르는 전압 증폭기는 선형성이 매우 높습니다. 전체 신호 스윙의 중간 주파수에서 상호 변조 왜곡은 약 0,02...0,03%입니다. 결과적으로 이 증폭기의 전체 피드백은 대부분의 다른 증폭기와 달리 출력단에서 발생하는 고조파 및 상호 변조 왜곡을 효과적으로 억제할 수 있으며 눈에 띄는 부작용을 발생시키지 않습니다. UMZCH의 설계 특징과 관련된 왜곡이 남아 있으며, 이는 출력단 전류에서 증폭기 입력 회로까지의 설치 간섭에 의해 거의 전적으로 결정됩니다. 이러한 간섭의 위험은 클래스 AB 모드에서 작동하는 출력단 절반의 전원 회로를 통과하는 전류의 모양이 부하의 전류에 비해 크게 왜곡된다는 것입니다. 결과적으로 이러한 전류의 간섭이 정확한 대칭으로 입력 회로에 유입되지 않으면(실제로는 여전히 달성이 불가능함) 특히 기생 연결이 강화되는 고주파수에서 눈에 띄는 왜곡이 발생합니다. 이 현상을 해결하기 위해 이 앰프의 인쇄 회로 기판을 개발할 때 여러 가지 조치가 취해졌는데, 그 중 일부는 오디오 엔지니어링 분야에서 전례가 없으며 정밀 측정 장비 개발에 일반적입니다. 예를 들어, 전력 회로에서 고전류 회로의 기생 인덕턴스를 최소화하기 위해 기존의 "캔" 대신 보드 전체에 분산된 더 작은 용량의 커패시터를 사용하고 측면 중 하나의 호일이 공통 역할을 합니다. 와이어(연결은 다이어그램에서 굵은 선으로 표시됨). 출력단의 강력한 트랜지스터 회로는 매우 콤팩트하게 배치되어 있으며, 보드 전체에 분산된 공통 와이어와 함께 기존 설계에 비해 출력단에서 발생하는 노이즈 방출을 38배 이상 줄였습니다. 또한 연결 와이어의 간섭 문제를 피하기 위해 전력 정류기 다이오드(VD41-VDXNUMX)까지 포함하여 모든 증폭기 회로가 하나의 보드에 실장됩니다. 이러한 모든 조치를 통해 매우 높은 품질뿐만 아니라 높은 특성 재현성으로도 구별되는 앰프를 만들 수 있었습니다. 이러한 장점은 광범위한 작동 조건(주위 온도, 부하, 신호 소스 등)에서 유지됩니다. 저자는 동일한 고급 앰프에 대한 설명이나 산업용 샘플을 찾을 수 없었습니다. 반도체 교체 정보. KT818G1 트랜지스터 대신 KT818G는 2:3의 양적 비율(즉, 12개 대신 8개)과 KT864A, 2T818A, KT818GM, 2SA1302, KP964A, 2SA1294, 2SA1215, 2SA1216에 적합합니다. KT819G1 대신 - 트랜지스터 KT819G(양적 비율 2:3) 및 KT865A, 2T819A, KT819GM, 2SC3281, KP954A, 2SC3263, 2SC2921, 2SC2922. 공급 전압 ±2V에서 보완형 수입 트랜지스터 1302SA2 및 3281SC2, 1294SA2 및 3263SC964, KP954 및 KP40를 사용하면 각 트랜지스터의 대기 전류를 두 배로 늘리고 값을 줄이면서 해당 수를 암에서 0,5개로 줄일 수 있습니다. 이미 터 회로의 저항을 XNUMX Ohm으로 설정하십시오. 동일한 공급 전압(+2V)에서 트랜지스터 1215SA2 및 2921SC40을 사용하면 암당 2개를 설치하는 것으로 충분하며 대형 라디에이터의 트랜지스터 1216SA2 및 2922SC1500는 당연히 저항이 감소하여 2000개만 설치할 수 있습니다. 언급된 저항기 중 각 채널의 라디에이터 핀의 총 면적은 최소 2~XNUMXcmXNUMX여야 합니다. 트랜지스터 쌍 KT961, KT639는 BD139 및 BD140, KP961A(B) 및 KP965A(B), 2SD669 및 2SB649, 2SA1837 및 2SC4793으로 교체할 수 있습니다. KT969, KT9115 쌍은 KP959A(B) 및 KP960A(B) 또는 BF871 및 BF872를 완전히 대체합니다. 트랜지스터 KT632B 및 KT638A는 교체해도 소용이 없습니다. 그럼에도 불구하고 위치 VT8에서는 KT9115, KP960, 2SA1538, 2SA1433, KT9143을 위치 VT7 - 2N3906, 위치 VT10, VT45 - 2N5401에서 사용할 수 있습니다. VT638 위치의 KT6A 트랜지스터를 KT969A, KP959, 2SC3953, 2SC3504, KT9141로, VT5 위치에서 2N3904로, VT9, VT44 위치에서 2N5551, KT604, KT605, KT602로 교체합니다. 트랜지스터 KT3102A는 이 시리즈 중 하나 또는 BC546 - BC550(모든 인덱스 포함)으로 교체할 수 있으며, 보완적인 KT3107A는 다른 인덱스 및 BC3107 - BC556으로 KT560로 대체할 수 있습니다. UMZCH(DA140)의 KR1101UD3 OU는 K(R)140UD11 또는 LM118/218/318(국내 제품이 더 잘 작동함)로만 교체할 수 있고, 다른 곳에서는 AD841(그러나 비합리적으로 비쌉니다)로 교체할 수 있습니다. . KR140UD1408 연산 증폭기는 K140UD14, LM108/208/308 또는 AD705, OP-97로 교체할 수 있습니다. 입력 저역 통과 필터에 LF356(KR140UD22), OP-176을 사용하면 노이즈를 줄이는 데 유용합니다. KR140UD23 연산 증폭기의 경우 아날로그는 LF357이며 OP-37(KR140UD26)도 사용할 수 있습니다. 전원 장치. 왜곡방지 및 표시장치 전원 공급 장치 커패시터의 에너지 함량이 높을 경우 변압기를 올바르게 선택하는 것이 중요합니다. 이는 대용량 커패시터 뱅크에서 작동하는 정류기가 변압기 권선에 정현파가 아닌 전류를 생성한다는 사실 때문이며, 이는 대부분의 변압기 계산 방법에 암시되어 있습니다. 이 경우 피크값(최대 50A)과 전류 상승률은 저항성 부하보다 훨씬 더 높습니다. 이는 전원 공급 장치 회로의 간섭 방출을 극적으로 증가시킵니다. 또한 권선 전체의 전압 강하는 변압기가 동일한 전력의 활성 부하로 작동할 때보다 더 큰 것으로 나타났습니다. 권선 손실은 피크 전류에 의해 결정되고 정류기 출력 전력은 평균에 의해 결정됩니다. 따라서 UMZCH용 변압기는 권선 저항이 낮아 매우 강력해야 합니다. 간섭을 줄이려면 이 변압기의 자기장 유도를 기존 값에 비해 줄여야 합니다[8]. 복잡한 부하로 작동할 때 증폭기가 소비하는 전력은 활성 부하보다 눈에 띄게 더 높다는 점도 고려해야 합니다(기사 첫 부분의 그림 3 참조 - "Radio", 1999, 10호). 산화물 커패시터의 최대 리플 값은 제조업체에서 표준화하며, 실온 및 100Hz의 맥동 주파수에서 고용량 커패시터의 경우 작동 전압의 8~10% 이상이 거의 허용되지 않습니다. 이러한 맥동 및 케이스에 표시된 온도(85 또는 105°C)에서 최고의 커패시터의 수명은 일반적으로 2000시간을 초과하지 않으며, 매 10°C마다 온도가 감소함에 따라 약 9배 증가합니다. [10]. 그럼에도 불구하고, 경제적인 이유로 콘서트 및 가정용 앰프는 커패시터 커패시턴스를 크게 줄이도록 설계되었습니다(그리고 리플은 증가했습니다). 콘서트 앰프는 보증 기간보다 오래 지속되지 않을 것이라고 믿기 때문입니다(소손되거나 더 빨리 파손될 수 있음). 대부분의 소유자는 일반적으로 가정용 앰프를 가지고 있으며 전력의 105% 이하가 사용됩니다.(중요한 세부 사항: 일반적으로 온도가 높은 커패시터가 전기적 특성이 더 좋다고 믿어집니다. 실제로는 그렇지 않습니다. 반대로 최대 85°C의 온도에 맞게 설계된 커패시터의 등가 직렬 저항(ESR - 영어 약어)은 다른 모든 조건이 동일하고 거의 두 배 높으며 허용 전류는 내열성이 낮은 것보다 낮습니다. (최대 XNUMX°C). 설명된 증폭기에서 최대 부하 시 필터 커패시터의 리플 상대 값은 약 5%로 선택되었으며, 이로 인해 암의 총 정전 용량은 50~60μF 이내가 되었습니다. 최대 부하에서 정류기의 출력 전압 감소가 5...7%를 초과하지 않는다고 가정합니다(개방 회로 전압은 42...43V, 9...10A 전류에서는 다음으로 감소합니다). 39...40 V, 이는 10...15% 전력 손실에 해당함). 이 경우 정류기의 출력 저항이 0,2~0,25Ω을 초과해서는 안 된다는 것을 쉽게 판단할 수 있습니다. 선택한 리플 값을 사용하려면 출력으로 감소된 0,05차 및 0,06차 권선의 총 저항이 암당 XNUMX~XNUMXΩ 이하여야 합니다. 이러한 관점에서 권선을 배치하는 것이 더 쉽기 때문에 각 채널에 두 개의 별도 변압기를 사용하는 것이 더 좋습니다. 스피커의 안정적인 작동을 보장하려면 UMZCH 설계에 일정한 전압 및 초저주파 주파수 신호가 공급되지 않도록 보호하는 조치가 포함되어야 한다는 것은 잘 알려져 있습니다. 또한 공급 커패시터의 총 용량이 크고 변압기 권선의 저항이 낮기 때문에 전류 제한 없이 이러한 전원 공급 장치를 네트워크에 연결하는 것은 허용되지 않습니다. 커패시터의 충전 전류로 인해 퓨즈가 트립되고 고장날 수 있습니다. 정류기 다이오드. 따라서 제안된 UMZCH에는 전원 공급 장치 커패시터의 "소프트" 충전을 제공하고, 주 전압이 단기적으로 손실되는 경우 다시 시작하고, 시동 중에 스피커를 끄는 자동 시스템이 장착되어 있습니다. 증폭기 및 UMZCH 출력에 일정한 전압이 나타날 때. 전원 공급 장치 및 자동화 회로의 특징은 타이밍 회로에 산화물 커패시터가 사용되지 않는다는 것입니다. 저자에 따르면 이러한 장치의 신뢰성과 특성의 안정성이 감소합니다. 저자에 따르면 트랜지스터의 작동 모드에 대한 모든 제한 사항을 준수함으로써 전체 앰프의 작동 신뢰성이 크게 향상되었으므로 입력에 분리 커패시터 C1이 있는 경우 직류 전압으로부터 스피커를 보호할 수 있습니다. UMZCH(기사의 두 번째 부분인 "Radio", 4, No. 1999의 그림 11 다이어그램 참조)는 아마추어 버전의 증폭기에서 선택 사항입니다. 그러나 이 기능은 이 간행물을 준비하는 동안 도입되었습니다. 회로도(그림 7)에서 볼 수 있듯이 UMZCH에 전원을 공급하기 위해 두 개의 변압기가 사용됩니다. 첫 번째 강력한 T1에는 2채널 증폭기의 출력 단계에 전원을 공급하기 위한 독립 권선이 있고, 두 번째 저전력 TXNUMX는 연산 증폭기 및 자동화 장치로 예비 단계에 전원을 공급합니다. 이는 표준 변압기 선택이 더 쉽기 때문에 잡음 내성이 향상되고 장치 비용이 절감되었습니다.
스테레오 증폭기용 변압기 T1의 요구 사항은 다음과 같습니다. 무부하 전류 - 40mA 이하(주 전압 242V), 1,2차 권선의 저항은 2Ω을 초과해서는 안 됩니다. 권선의 양쪽 끝 사이의 총 저항 30x0,07V - 0,08...29Ω 이하. 권선의 중간점과 각 끝 사이의 개방 회로 전압은 31~220V 이내여야 합니다(네트워크 전압 52V에서). +54...8 V의 정류된 전압을 얻기 위한 추가 권선은 9...1 V의 개방 회로 전압과 각각 0,3 Ohm 이하여야 합니다. 권선의 총 전압 비대칭은 XNUMXV를 초과해서는 안됩니다. 단면적이 최소 1 cm10(별도 변압기의 경우 최소 2 cm6)인 기존 자기 코어에 대해 변압기 T2을 독립적으로 계산할 때 [8]의 권장 사항을 사용하는 것이 좋습니다. 조심스럽게 연마된 조인트가 있는 로드 자기 코어(MCC)는 기술적으로 더 발전된 코일 권선이 있는 여러 표시기에서 링 코어(OL)보다 열등하지 않습니다. 변압기 T2의 무부하 전류는 10mA(네트워크 전압 242V에서)를 초과해서는 안 되며, 150차 권선의 저항은 20Ω을 초과해서는 안 됩니다. VD26, VD34에 연결된 두 개의 38차 권선은 외부 단자 사이의 개방 회로 전압이 3...4V이고 저항이 최대 25...29Ω이어야 하며, 세 번째 권선은 2...0,2V 및 XNUMXΩ 이하의 저항. XNUMX개의 권선은 모두 중간점에서 태핑되며 절반의 전압 비대칭은 XNUMXV 이하로 허용됩니다. 변압기에 차폐 권선이 있는 것이 매우 바람직합니다. 예를 들어, 강력한 변압기 T1은 고품질 강철 E32A(50 Tesla의 피크 유도 값)로 만들어진 PLM 90x330x1,1 코어 자기 코어에서 만들 수 있습니다. 모든 강력한 권선은 두 개의 동일한 코일에 배치된 해당 섹션이 직렬로 연결되고 권선의 전류가 두 코일을 모두 통과하도록 분할됩니다. 이 경우 간섭은 최소화됩니다. 각 섹션의 네트워크 권선(외부 터미널 1-2)에는 Ø285mm 와이어 1,4개가 포함되어 있습니다. 4차 권선 5-5, 6-9 및 10-10, 11-40도 절반으로 나누어져 있으며, 각 2개 섹션에는 Ø2,1...3 mm 와이어 4턴이 포함되어 있습니다. 권선 6-7, 8-9, 11-12, 24-0,5는 구분되지 않고 각각 XNUMX회 감겨 있으며 ØXNUMXmm 두 개의 와이어로 감겨 있습니다. 권선에는 PEV-2 와이어 또는 이와 유사한 와이어를 사용하십시오. 스크린 권선은 lavsan으로 적층된 알루미늄 호일의 개방형 코일입니다. 그 아래에 놓인 주석 도금 메쉬 스트립을 사용하여 접촉이 이루어집니다. 스크린 권선은 XNUMX차 권선과 XNUMX차 권선 사이에 위치합니다. 코일은 최대 패킹 밀도로 슬리브에 감겨 있습니다. 자동화가 어떻게 작동하는지 살펴보겠습니다. 버튼 SB1로 증폭기를 켤 때 변압기 T1의 돌입 전류는 저항 R11 및 R12에 의해 제한됩니다(그림 7). 다음으로, 약 20초 후에 이 저항은 역병렬 쌍의 광사이리스터 VS1 및 VS2에 의해 분류되고, 8초 후에 AC가 연결됩니다. 시간 순서는 DD3 및 DD4 마이크로 회로의 간단한 유한 상태 기계를 사용하여 설정되고 DD5.2 트리거는 광사이리스터가 켜지는 순간을 네트워크의 낮은 순간 전압 순간에 연결하는 데 사용됩니다. DD5.1 트리거는 실제로 인버터로 사용됩니다. SB1이 켜진 후 회로 R1.4C10의 동작으로 인해 요소 DD9의 출력은 약 2초 동안 낮은 레벨의 전압을 유지하고 인버터 DD3.2를 통해 카운터 DD4를 재설정합니다. 이 상태에서 광티리스터(릴레이 K1 포함)는 꺼지고 변압기 T1은 안정기 저항을 통해 네트워크에 연결되며 증폭기의 부하가 차단됩니다. 리셋 모드가 끝나면 DD4의 펄스 발생기와 주파수 분배기가 켜집니다. 이 경우 약 1Hz 주파수의 펄스가 분배기의 첫 번째 섹션(DD4의 핀 2) 출력에 나타납니다. 요소 DD3.1을 통해 주파수 분배기의 두 번째 섹션의 입력으로 전달됩니다. 32개의 펄스가 통과한 후 DD5를 거쳐 DD4 핀 5.2의 하이 레벨이 광티리스터 VS1 및 VS1를 제어하는 VT2을 엽니다. 16개의 후속 펄스 후에 DD3.3 출력의 로우 레벨은 추가 계산을 차단하고 D-트리거 DD5.1에서 반전한 후 VT2를 열어 릴레이 K1의 권선을 켭니다. 주전원 전압 제어 장치는 저항 R20-R22, 커패시터 C8, 다이오드 VD12-VD14 및 요소 DD1.3, DD1.4로 구성됩니다. 주전원 전압에 기간 건너뛰기 또는 급격한 전압 "강하"가 나타나면 연결 지점 R22 및 C8의 전압이 DD1.3(4~5V)의 임계값보다 낮아져 DD4가 재설정됩니다. 요소 DD1.4 및 DD3.2 .5를 통해. D-플립플롭 DD3.4 클록킹을 위한 주전원 주파수의 펄스는 출력 DD0,6에서 제거됩니다. 시작 프로세스 중에 0,7...4V 이상의 값을 갖는 상수 구성 요소의 UMZCH 출력에 나타나면 비교기 DA3.2 중 하나가 트리거되고 DD4를 통해 DDXNUMX도 재설정되어 스위칭이 차단됩니다. 프로세스. 하나의 광시미스터 대신 두 개의 광티리스터를 사용하는 이유는 첫째, 광티리스터가 덜 부족하고, 둘째, 트라이액이 전압 강하의 비대칭성을 특징으로 하여 직류로 변압기 자기 회로의 자화를 유발한다는 사실 때문입니다. 이로 인해 간섭이 극적으로 증가합니다. 스피커는 상시 개방형 릴레이 접점 K1의 두 그룹을 통해 앰프에 연결됩니다. 왜곡을 최소화하는 관점에서 릴레이 접점 쌍을 연결하기 위한 최적의 위치는 증폭기 자체와 출력 RLC 필터 사이의 간격에 있습니다(커패시터 C52는 L1, R118에 연결된 상태로 유지됨 - 그림 4의 다이어그램 참조). 이를 위해 증폭기의 인쇄 회로 기판에는 릴레이 접점으로 연결되는 리본 케이블 ""용 납땜 지점이 있습니다. 실제로 2선 부하 연결의 경우 릴레이 접점을 RLC 필터의 출력, 연결 지점 L120, R121, R79과 UMZCH의 출력 회로 사이의 와이어 갭에 연결할 수도 있습니다. + AC) 커패시터 CXNUMX 포함(AC 연결용 단자에 있음). 릴레이는 접점이 "소진"될 수 있기 때문에 그다지 신뢰할 수 있는 요소가 아닙니다. (기생 인덕턴스를 줄이기 위해 "순방향" 및 "귀환" 도체가 교대로 있는 리본 케이블이 사용됩니다.) 보다 안정적인 솔루션은 출력단의 파손된 트랜지스터를 통해 전류를 견딜 수 있는 강력한 트라이액을 사용하여 증폭기 출력을 분류하는 것을 기반으로 스피커 보호를 구축하는 것입니다. 그러나 이러한 강력한 트라이악의 용량은 매우 크고, 가장 중요한 것은 비선형적입니다(전압에 따라 다름). 따라서 이러한 요소를 사용하면 더 높은 오디오 주파수에서 상호 변조 왜곡이 최대 XNUMX/XNUMX%까지 증가합니다. 증폭기 출력에서 일정한 전압을 감지하는 장치의 특징은 2단계 저역 통과 필터를 사용한다는 것입니다. 덕분에 필터의 시상수가 감소하고 산화물 커패시터가 제거되며 보호 장치의 신뢰성, 감도 및 속도가 향상됩니다. 0,25V의 일정한 전압이 나타나는 순간부터 응답 시간은 20초를 초과하지 않으며, 0,08V의 전압에서는 XNUMX초를 넘지 않습니다. AC 보호가 트리거되면 광사이리스터도 꺼집니다. 각 채널의 왜곡을 표시하는 장치는 DA3.1, DA3.2 두 요소와 재시작 기능이 있는 디지털 대기 멀티바이브레이터를 기반으로 하는 데드존("창" 비교기라고도 함)이 있는 임계값 장치의 조합입니다. (해당 "절반" DD2 ). 작동 원리는 초기 상태에서 카운터의 네 번째 트리거 출력에서 높은 레벨에 의해 카운트가 차단된다는 사실에 기초합니다. 출력에서 결합된 두 비교기 중 하나의 작동으로 인해 카운터가 재설정되면 네 번째 트리거 출력의 로우 레벨이 동시에 카운트를 허용하고 왜곡 표시 LED(각각 HL1 또는 HL2)를 켭니다. 7번째 클록 펄스가 도착하면 카운터는 원래 상태로 돌아가서 추가 계산을 차단합니다. 동시에 해당 LED가 꺼집니다. 따라서 과부하 표시는 비교기 입력의 전압이 불감대를 벗어나고 비교기가 원래 상태로 돌아온 후 추가 8-3 주기의 클럭 펄스(3,5~XNUMX초) 동안 유지되는 전체 시간 동안 유효합니다. 원래 상태. DA4 요소의 유사한 "창" 비교기는 UMZCH 출력에서 상수 구성 요소의 존재를 확인하는 데에도 사용됩니다. 비교기의 기준 전압(0,5...0,6V)은 파라메트릭 안정기 R18VD18 및 R28VD19에 의해 설정됩니다. +12V 전압에서 구동되는 비교기의 출력 레벨을 +12V 소스에서 구동되는 로직 칩 레벨로 변환하는 작업은 저항 R3 및 R4, R7 및 R8, R19 및 R29를 사용하여 수행됩니다. 회로 R25С12는 릴레이 K1을 강제로 켜고 끄는 기능을 제공합니다. 저자가 사용한 Omron 계전기의 정격 작동 전압은 12~15V이고 전류는 40mA입니다. 그러나 필요한 경우 R25, R45, C12 요소의 정격을 변경하여 국내 릴레이를 선택할 수 있습니다. 이에 대한 유일한 기본 요구 사항은 접점이 최소 15V의 전압에서 최소 50A의 전류에 맞게 설계되어야 한다는 것입니다. 두 증폭기 채널의 연산 증폭기에 대한 전원 공급 장치 안정 장치는 DA5-DA8 마이크로 회로로 만들어집니다. 조정 가능한 스태빌라이저 마이크로 회로 KR142EN12 (LM317) 및 KR142EN18 (LM337)을 사용하는 데는 두 가지 이유가 있습니다. 첫째, 연산 증폭기의 주파수 특성과 동적 범위를 높이기 위해 공급 전압은 허용되는 최대값(+18V) 및 비표준 - +16,5...17V에 가깝게 선택됩니다. 이 증폭기에서는 이는 상당히 허용됩니다. , 연산 증폭기가 출력에서 약하게 로드되기 때문입니다. 안정기의 필요한 출력 전압은 외부 저항기에 의해 설정됩니다. 둘째, 커패시터 C25, C28, C35 및 C38을 사용하면 안정기의 리플 및 잡음 억제가 (고정 출력 전압을 갖는 미세 회로에 비해) 한 단계 더 향상되며 0,2mV를 초과하지 않습니다. 접지 루프 형성을 방지하기 위해 각 채널마다 별도의 절연 전원 공급 장치가 사용됩니다. 주전원 전압은 소위 공통 모드 변압기(또는 공통 모드 초크)라고 불리는 요소 C17-C20 및 T3으로 구성된 필터를 통해 입력됩니다. 후자는 큰 페라이트 링에 묶음으로 함께 접힌 세 개의 와이어를 감은 것입니다. 권선의 회전 수는 중요하지 않습니다. 페라이트로 만들어진 단면적이 약 1cm2인 링 자기 코어(예: 등급 1500NM)의 경우 약 20회전이면 충분합니다. 이 필터는 네트워크에서 발생하는 간섭에 대한 앰프 보호 기능을 크게 향상시킵니다. 네트워크 입력 회로의 모든 연결은 단면적이 최소 2mm2인 와이어로 이루어져야 합니다. 필터 R35R36C21은 사이리스터 VS1, VS2의 작동으로 인한 간섭이 변압기 T2를 통해 소신호 회로에 들어가는 것을 방지합니다. 외국 장비에서 "Ground Lift"("접지 분리")로 지정된 스위치 SB2를 사용하면 필요한 경우 네트워크의 보호 접지에서 앰프 케이스를 분리할 수 있습니다. 그런데 이 증폭기의 잡음 내성을 높이기 위한 동일한 목적으로 입력 신호 회로에 공통 모드 변압기를 포함하도록 제공됩니다. 이 매우 유용한 세부 사항은 장비를 설계할 때 종종 잊혀지거나 간과됩니다. 따라서 일부 소규모 회사(예: Transparent Audio Technology)는 장비의 잡음 내성을 향상시키기 위해 공통 모드 변압기(때때로 잡음 필터 포함)가 내장된 상호 연결 케이블을 판매하여 수익성이 매우 높은 사업을 조직했습니다. 실제로 몇 가지 이점이 있지만 500달러(위에서 언급한 회사의 가장 비싼 상호 연결 가격이 아님)의 가치는 없습니다. 가능한 요소 교체 정보 K1401CA1 마이크로 회로는 LM339(BA10339, KA339, KIA339, HA17339, μPC339)와 정확히 유사합니다. 없으면 K554CA3을 사용할 수 있습니다. KR1157EN1202(KT-26 패키지)의 아날로그는 78L12 마이크로 회로(다른 아날로그는 핀 핀아웃에 차이가 있을 수 있음)이고 KR1168EN12는 79L12입니다. KR142EN12 대신 LM317, KA317이 매우 적합하고 KR142EN18 대신 LM337, KA337(모두 TO-220 케이스)이 적합합니다. 설치하는 동안 15...25 cm2 면적의 라디에이터에 설치해야 합니다. 트랜지스터 KT972(VT1, VT2)는 최소 829mA의 전류용으로 설계된 npn 구조의 복합 트랜지스터(예: KT150) 또는 높은 전류 전달 계수(60 이상)를 유지하는 트랜지스터로 교체할 수 있습니다. 예를 들어 KT100의 전류는 815mA입니다. 다이오드 KD243은 1N4002-1N4007, KD521 - 1N4148과 유사합니다. 저항 R11, R12 - 유형 C5-16 또는 PE 그룹. 주요 요구 사항은 전원 공급 장치 커패시터를 충전하는 동안 단기 과부하를 견딜 수 있는 능력입니다. 이러한 관점에서 보면 국내 저항기가 더 신뢰할 수 있는 것으로 나타났습니다. 커패시터 C1, C2, C6, C7, C24, C27, C34, C37 - 세라믹, 25V 전압용(예: KM-6, K10-17, K10-23 또는 유사한 수입품, TKE 그룹 - H30, H70도 허용되지만. 커패시터 C16 - M73보다 나쁘지 않은 TKE 그룹의 필름(K9-10) 또는 세라믹(K17-1500). 커패시터 C4, C5, C8-C11, C13, C14 - K73-17 또는 이와 유사한 수입 커패시터. 간섭 억제 커패시터 C17-C21 - 필터링 회로에서 작동하도록 특별히 설계된 K78-2 유형 또는 이와 유사한 수입 제품입니다(하우징에는 일반적으로 안전 인증 배지가 점재되어 있습니다). 산화물 커패시터 - K50-35 또는 수입 아날로그. 저항기 R37-R44는 정밀해야 하며(C2-13, C2-26, C2-29 등 시리즈) 유사한 값을 갖는 MLT, OMLT, C2-23 중에서 선택해야 합니다. 고전력 저항기 - 2W - MLT, OMLT, S223 또는 수입 아날로그. 나머지 저전력 저항은 탄소(C1-4, BC 등)일 수 있습니다. 정류기 브리지 KTs405는 KTs402, KTs404 또는 다이오드 KD243 세트(1N4002-1N4007)로 교체 가능합니다. 전압 클래스 1 이상(TO2-125-6, TO125-10, TO6-125-108, TO125-10-10, TO125-12,5 등)의 모든 TO6 시리즈를 광사이리스터 VS12512,5로 사용할 수 있습니다. VS10.P). TO132 시리즈를 사용할 수도 있습니다. KTs407 시리즈의 정류기 브리지는 KD243 다이오드 세트(1N4002-1N4007)로 교체할 수도 있습니다. 앰프를 최대 전력으로 자주 사용할 계획이라면 브리지의 각 암에 KD38 다이오드 쌍을 병렬로 포함하여 앰프의 정류기 브리지(그림 41의 VD4-VD213)를 강화하는 것이 유용합니다. 가능하다면 더 강력한 KD2997로 교체하세요. 저주파 정류기 다이오드는 "급격한 회복"의 뚜렷한 효과로 인해 사용해서는 안 됩니다. 다이오드를 끄면 축적된 전하 캐리어의 재흡수 지연이 발생합니다. 이 과정이 끝나면 큰 혼란이 발생합니다. 커패시터가 있는 션트 다이오드는 거의 도움이 되지 않습니다. 고주파수 다이오드(KD213, KD2997, KD2995 등)에서는 이 문제가 발생하지 않습니다. 최소 100V의 전압용으로 설계된 쇼트키 다이오드를 사용할 수도 있습니다. 수입 고주파 다이오드를 사용하려면 일반적으로 이 값이 외국용이므로 최소 30A의 전류를 사용해야 합니다. 고주파 다이오드는 허용되는 피크 전류 또는 능동 부하에 대한 평균 정류 전류를 나타내며 대부분의 가정용 다이오드와 마찬가지로 용량성 필터에서 작동할 때 평균 정류 전류를 나타냅니다. 특히 다이오드 40CPQ100 및 50CPQ100(IR)을 권장할 수 있지만 소매 가격은 약 6~7달러입니다. 앰프를 리피팅할 때 결함이 있거나 규격에 미달하는 부품을 사용하여 발생하는 문제를 방지하기 위해서는 주의 깊게 점검하는 것이 좋습니다. 깊은 피드백과 수십 개의 트랜지스터의 직접 연결을 갖춘 광대역 증폭기에서 결함이 있는 부품을 찾으려면 요소를 예비 테스트하는 것보다 거의 확실히 더 많은 노력이 필요합니다. 구성품 확인 제시된 증폭기의 회로 및 설계가 선언된 특성(단 하나의 매개변수만 설정하는 경우 - 저항 R60을 사용한 대기 전류) 획득을 보장한다는 사실에도 불구하고 이는 설치 전에 구성 요소를 확인할 필요가 없다는 의미는 아닙니다. 이러한 상황은 적합한 제품 중 소수의 결함 제품을 "해산"하는 것이 남동부뿐만 아니라 많은 서구 기업, 특히 소매 체인과 러시아에 배송할 때 실행된다는 사실로 인해 발생합니다. 국내 기업 역시 결함이 있는 제품을 좋은 제품과 함께 소매점이나 라디오 시장에 '버리는' 경우가 많습니다. 결과적으로 저자의 추정과 개인적인 경험에 따르면 개인이 표준 이하의 요소를 구매할 확률은 2...4%보다 낮지 않을 것입니다. 즉, 각 앰프 채널에 XNUMX개가 넘는 부품이 있음에도 불구하고 평균적으로 XNUMX개 요소 중 XNUMX~XNUMX개 요소가 결함이 있는 것으로 판명됩니다. 이미 조립된 구조에서 결함이 있는 요소를 찾는 데는 많은 시간과 노력이 필요하고 하나의 결함이 있는 요소가 다른 요소의 고장으로 이어질 수 있다는 점을 고려하면 구성 요소에 대한 입고 검사의 필요성이 분명해집니다. 많은 국내 및 외국 부품의 사양에는 대량 생산 제어에 편리한 작은(종종 불충분한) 매개변수 세트만 포함되어 있다는 사실로 인해 신뢰성 문제가 복잡해집니다. 동시에 바이폴라 트랜지스터 콜렉터의 임계 전류 및 체적 저항과 같은 여러 중요한 특성은 그 영향을 무시할 수 없다는 사실에도 불구하고 생산 중에 표준화되거나 테스트되지 않습니다. 따라서 예를 들어 트랜지스터의 특정 인스턴스가 공식적으로 서비스 가능하지만 배송 사양에 규제되지 않은 매개 변수 중 하나가 이 유형의 구성 요소 평균보다 훨씬 나쁩니다. 이것이 고급 장치를 조립할 때 구성 요소에 대한 세심한 테스트가 필요한 이유입니다. 수동소자의 주요 부분(저항, 소형 콘덴서, 다이오드, 제너다이오드)은 점검해도 문제가 되지 않습니다. 저항계를 사용하여 공칭 값에서 허용되는 편차와 접점의 신뢰성을 점검합니다(C1-4 및 BC 유형의 국내 저항기는 접점 캡이 제대로 롤링되지 않을 수 있음). 또한 가정용 저항기의 단자에는 조립 전에 주석 도금이 필요한 경우가 많습니다. 이 경우 활성 플럭스를 사용하는 것은 허용되지 않으며 단자를 청소하려면 "잉크"지우개를 사용하는 것이 좋습니다. 권장되는 저전력 저항 유형은 MLT, OMLT S2-23입니다. 가장 높은 요구 사항은 저항 R1, R2, R7, R20, R22 - R24, R29 - R31, R36, R40, R122, R123에 적용됩니다. 이러한 저항은 금속 유전체이거나 더 나은 경우 금속 필름(금속 필름)(MLT, OMLT S2-23, S2-13, S2-26, S2-29V)이어야 합니다. 저항기를 선택할 때 허용 오차가 ±2% 이상인 경우 다음 비율을 유지하는 것이 좋습니다. [(R23+R24+R122+R123)/(R30+R31)]x(R29/(R36+R40)]=1 - 편차는 1...3% 이하입니다. [(R23+R24+R122+R123)/R30]x[R29/(R36+R40)]=2 - 2...3% 이하의 편차. 러시아에서 판매되는 수입 저항기는 대부분 탄소(Carbon) 저항기이므로 수입 저항기를 구매할 경우 위의 저항기 대신 금속 유전체를 가장한 탄소 저항기나 복합 저항기를 구매할 위험이 있습니다. 이 경우에는 가짜에 탄소만 있는 1% 이하의 허용 오차를 갖는 저항기에 집중하는 것이 좋습니다. 탄소 및 복합 저항기의 주요 단점은 높은 비선형성(최대 0,05~0,1%)과 전류가 흐를 때 소음이 증가한다는 것입니다. 저항기의 노이즈는 열역학의 합입니다(스펙트럼 밀도 포함). 저항기의 과도한 잡음으로 인해 증폭기의 고유 잡음은 신호 레벨이 증가함에 따라 증가하며 탄소 저항기를 R1, R7, R22, R23, R24로 사용하면 이 증가는 20..30dB에 도달할 수 있습니다! 금속 필름 저항기를 사용하면 이 문제가 해결됩니다. 잡음은 0,1~0,5μV/V인 반면, 금속 유전체 저항기의 경우 잡음은 0,5~2μV/V보다 약간 높습니다. 금속 유전체 저항기 R1, R2, R7, R20-R31, R35R40, R42-R46, R59, R63, R94-R109, R122, R123(MLT, OMLT, S2-23)을 사용하는 것이 좋습니다. 또한 R38, R44 및 R59, R63을 쌍으로 선택하여 차이가 2~3%를 넘지 않도록 하는 것이 좋습니다. 다른 저항기에 대한 요구 사항은 훨씬 낮습니다. 따라서 저항기 R3-R6, R8-R19, R32, R34, R47-R58, R61, R62, R64-R93, R110-R117 및 심지어 R33, R37, R39, R42, R43은 특성을 손상시키지 않으면서 탄소일 수 있습니다. 증폭기. 트리머 저항기 R60 - 서멧 SPZ-19a(수입 서멧 또는 "폴리머"도 적합함) 다른 트리밍 저항기, 특히 개방형 저항기를 사용하는 것은 신뢰성이 낮기 때문에 권장되지 않습니다. 저항 R118-R121로서 저자는 사용 가능한 수입 저항(SQP 유형)을 사용했지만 C5-16 또는 병렬 연결된 2와트 MLT C23-XNUMX 등으로 교체할 수 있습니다. 수입 커패시터에서 최대 1000pF(K10-7v, K10-17, K10-43a, K10-47a, K10-506(그룹 TKE PZZ-M75)) 용량의 세라믹 커패시터를 사용하는 것이 좋습니다. NPO 단체. 열적으로 덜 안정적인 그룹의 커패시터는 비선형 특성, 압전 및 초전 효과 및 기타 "장점"을 갖는 강유전체로 만들어집니다. 오디오 회로에 사용되는 세라믹 커패시터의 악명은 바로 이러한 특징과 연관되어 있습니다. TKE가 낮은 커패시터는 일반적으로 완벽하게 작동합니다. 유리 에나멜 커패시터 SKM, K22U-16, K22-5를 사용할 수도 있습니다. 저용량 필름 커패시터 중 폴리스티렌(PM, K70-6) 및 유사한 수입 제품을 사용하는 것이 허용되지만 고유의 기생 인덕턴스로 인해 안정성 마진이 감소할 수 있습니다. 소형 커패시터의 제어는 누설 저항(최소 100MOhm), 커패시턴스 값(최대 ±5% 허용 오차) 및 최소 25V(46V를 견뎌야 하는 C50 제외)의 항복 전압을 확인하는 것으로 요약됩니다. 사용된 커패시턴스 미터를 사용하여 품질 계수(또는 역손실 탄젠트)를 결정할 수 있는 경우 작동 커패시터의 경우 100kHz - 1MHz 주파수의 품질 계수는 2000 이상이어야 합니다. 값이 낮을수록 결함이 있음을 나타냅니다. 콘덴서. 권장 장치 - E7-12, E7-14. 커패시터 C6, C8, C10-C12, C15, C19, C25, C40-C44는 차단 커패시터이므로 특별한 요구 사항이 없습니다. 그럼에도 불구하고 세라믹 커패시터 KM-5, K10-17, K10-23 및 NZO(수입 커패시터의 경우 X7R)보다 나쁘지 않은 TKE 그룹의 유사한 커패시터를 사용하는 것이 좋습니다. 이는 H70H90 그룹(Z5U, Y5V)의 커패시터의 경우 실제 커패시턴스가 수 메가헤르츠 이상의 주파수에서 눈에 띄게 떨어지기 때문입니다. 25-30V의 전압에서 중단 (커패시턴스 존재) 및 고장이 없는 경우에만 확인하는 것이 좋습니다. 분리 커패시터 C1은 필름, 바람직하게는 폴리프로필렌, 폴리스티렌 또는 폴리카보네이트(K78-2b, K71-4, K71-5, K71-7, K77-1, K77-2a)입니다. 그러나 K77-2를 제외한 크기는 매우 크기 때문에 저자는 73Hz(최소 17) 및 100kHz(최소 700)의 주파수에서 품질 계수로 선택된 Dacron 커패시터 K1-200을 사용했습니다. 100Hz, 1kHz, 10kHz 주파수에서의 정전용량 차이는 3%를 초과해서는 안 됩니다. 불행하게도 일부 배치에서는 저전압 K73-17의 결함 가능성이 매우 높을 수 있으므로 측정 장비가 없는 경우 더 높은 전압(160 또는 250V)을 사용하는 것이 좋습니다. 같은 이유로 C77, C78에는 고전압 커패시터가 사용되었습니다. 그건 그렇고, 오디오 애호가들 사이에서 인기있는 브랜드 (예 : MIT, SOLEN)의 수입 커패시터에 대한 연구는 K73-17, 특히 K78-2은 말할 것도없고 K71-7의 좋은 예에 비해 이점이 없음을 보여주었습니다. C1 등급은 약 20Hz의 차단 주파수를 얻기 위해 선택되었지만 소형 스피커가 있는 앰프를 사용할 때는 저주파수에 과부하가 걸리는 것을 피하기 위해 차단 주파수를 40~50Hz로 높이는 것이 합리적입니다. 주파수 스피커 헤드. 과도한 콘 이동으로 인한 왜곡을 줄임으로써 저음의 품질과 종종 "양"이 향상됩니다. PA 채널의 커패시터 C1 정전 용량 변화는 5%를 초과해서는 안 됩니다. 커패시터 C5, C9, C31, C32, C35, C37, C39, C45, C47-C51, C77, C78 - lavsan - K73-17 또는 이와 유사한 수입품(마일라, 폴리에스테르). 주요 요구 사항은 작은 크기와 적당한 기생 인덕턴스(0,02~0,04μH 이하)입니다. 커패시터를 구입한 후에는 아연 또는 주석-납 땜납을 기반으로 한 커패시터의 최종 충전재와 플레이트의 알루미늄 금속화 접촉에 결함이 있으므로 고주파수에서 등가 저항을 확인하는 것이 좋습니다(아래 참조). . 이는 C47 - C49, C77 및 C78에 가장 중요합니다. 저항의 활성 구성요소는 0,2...0,3 Ohm을 초과해서는 안 됩니다. 커패시터 C52 및 C79는 폴리프로필렌, K78-2 또는 인덕턴스가 낮은(간섭 억제) 유사한 수입 제품입니다. 다른 유형의 커패시터로 교체하는 것은 바람직하지 않지만 커패시턴스는 중요하지 않습니다. C52의 정격은 4700-2200pF, C79-1500-3300pF 범위입니다. 테스트는 허용 전압(최소 50V), 정전 용량 및 품질 계수(1000kHz 또는 100MHz 주파수에서 최소 1)를 모니터링하는 것으로 요약됩니다. 산화물 커패시터 C2, C4, C13, C14, C20, C27, C30, C33, C53-C76, C80, C81 - 국내 K50-35, K50-68. 수입 커패시터를 선택할 때 실제 특성만큼 중요한 것은 제조업체가 아닙니다. 최고의 커패시터는 인덕턴스가 낮고 등가 직렬 저항(ESR)이 낮은 커패시터입니다(수입된 커패시터에서는 "낮은 ESR" 그룹임). 주로 전원 공급 장치 전환용으로 설계되었습니다. 이러한 커패시터는 많은 제조업체에서 생산하지만 기존 커패시터보다 가격이 비싸고 주문을 통해서만 구입할 수 있는 경우가 많습니다. 일반 콘덴서 중에서는 Hitachi, Marcon, Nichihon, Rifa, Rubicon, Samsung 제품을 추천해드릴 수 있습니다. 그건 그렇고, 산화물 커패시터 제조업체의 카탈로그를주의 깊게 분석 한 결과 높은 정전 용량을 가진 소위 "오디오 용"커패시터는 기껏해야 수정 된 "낮은 ESR"그룹의 커패시터에 지나지 않는 것으로 나타났습니다. 표시. 상대적으로 작은 정전 용량(C2, C4, C13, C14, C20, C27)을 갖는 산화물 커패시터를 검사하는 것은 정격 전압(10~20μA 이하)에서 누설 전류를 측정하고 인덕턴스 및 ESR을 평가하는 것입니다. . 누설 전류를 측정하는 방법은 명백하며 직렬 저항과 인덕턴스의 결정은 다음과 같이 수행됩니다. 다양한 주파수의 교류 전류는 R = 300-750 Ohm (0,5-1 W)의 저항을 갖는 와이어가 없는 저항과 직렬로 연결된 커패시터를 통해 출력 전압이 5 V 이상인 정현파 신호 발생기에 전달됩니다. , 그리고 그 양단의 전압은 밀리볼트계나 오실로스코프를 사용하여 측정됩니다. 1kHz~1MHz 범위의 주파수 대 커패시터의 전압 그래프는 두 축을 따라 대수 좌표로 표시됩니다(그림 8). 일반적으로 정점이 아래로 향하는 둔각 형태를 가지며, 왼쪽 가지의 경로는 커패시터의 유효 커패시턴스에 의해 결정되며, 더 높은 주파수에서의 전압 증가는 커패시터의 기생 인덕턴스와 관련되며, 각도의 "날카로움"은 직렬 저항에 따라 달라집니다.
이 값은 다음과 같은 방법으로 그래프에서 연습하기에 충분한 정확도로 결정될 수 있습니다. 먼저, 곡선의 최소값에 해당하는 전압 U1을 찾습니다. 둘째, 곡선의 위쪽 "가지"에 대한 접선을 구성하고 교차점을 표시합니다(그림 8). 교차점에 해당하는 전압과 주파수를 각각 U2와 fo로 표시한다. 그런 다음 다음 공식을 사용하여 커패시터의 ESR, 유효 커패시턴스 및 기생 인덕턴스를 찾는 것이 어렵지 않습니다.
여기서 Rep - EPS, UG - 발전기 전압. 당연히 하나 또는 두 개의 커패시터 사본에 대해서만 그래프를 구성하는 것으로 충분하며 나머지의 임피던스는 최소 직렬 저항에 해당하는 주파수 및 약 1MHz의 주파수에서 두세 지점에서 확인됩니다. 허용되는 ESR 값은 0,1 및 0,15uF 커패시터의 경우 4700...3300Ω 이하이고 1,5uF 커패시터의 경우 220Ω 이하입니다. 허용되는 인덕턴스는 각각 0,02~0,05μH를 넘지 않습니다. 고용량 산화물 커패시터를 테스트하는 것이 불가능한 경우 "안전망"을 위해 필름이나 세라믹을 사용하여 수 마이크로패럿 정격의 적절한 전압으로 분류할 수 있습니다. 저전력 다이오드 테스트는 순방향 전압(0,7mA 전류에서 20V 이하)을 모니터링하는 것 외에도 작은 역방향 전압(3...6V)에서 누설 전류를 평가하는 것까지 포함됩니다. 예를 들어 VK100-7, VK9-7와 같이 제한이 있는 다이얼 전압 저항계는 최소 15MOhm의 측정에 적합합니다. 따라서 VK7-9의 경우 100MΩ 한계에서 바늘의 총 편향 전류는 60nA이며 눈에 띄는 편향은 이미 1nA의 전류에서 발생합니다. 역전류를 측정할 때는 다이오드를 빛으로부터 보호해야 합니다. 누설 전류에 관한 가장 엄격한 요구 사항은 VD1, VD2, VD15, VD16(+2~3°C 온도에서 60~80nA 이하)에 적용됩니다. VD9-VD14의 경우 10~15nA 이하의 전류가 허용됩니다. 특히 다이오드 VD26, VD27에 대한 요구 사항에 주목할 가치가 있습니다. 이는 순방향 전압 강하가 0,7V(온도 20°C 및 전류 20mA에서) 이하이고 누설 전류가 3 이하입니다. 5V의 역전압 및 +120... .60°C의 온도에서 ..80 μA. 다른 소신호 다이오드의 경우 저항계를 사용한 간단한 검사만으로 충분합니다. 정류기 다이오드 VD28 - VD31, 특히 VD36-VD41은 각각 최소 100V 및 150V의 역방향 항복 전압을 테스트해야 합니다(역방향 전류 값은 최대 100μA, 온도 +60...80°). 씨). 또한 36...41A의 전류 펄스가 흐를 때 다이오드 VD50-VD60의 순방향 전압을 확인해야 합니다. 이러한 점검에 대한 다이어그램이 그림 9에 나와 있습니다. 오실로스코프에서 관찰된 VD38-VD41 브리지용 다이오드의 순방향 전압 값은 1,3~1,5V를 초과해서는 안 됩니다. 다이오드 VD36, VD37의 경우 이 전압은 최대 2V까지 높아질 수 있습니다. 제한 전류에서 증가된 전압 강하는 잠재적으로 신뢰할 수 없습니다.
제너 다이오드 VD22-VD25는 7...8mA의 전류에서 안정화 전압에 대해 일반적인 방법으로 테스트됩니다. 증폭기에 제너 다이오드를 설치할 때 안정화 전압 VD23은 약 70mA와 같거나 약 100mA인 것이 바람직합니다. VD24보다 XNUMXmV 더 높습니다. 베이스 전류의 전달 계수와 항복 전압 Uke에 대해 트랜지스터 VT1-VT10, VT44, VT45를 확인하는 것으로 충분하며 VT21-VT1의 h4E 계수는 80...600, VT5-VT12 - 50 이내여야 합니다. 250 ...5 mA의 콜렉터 전류에서 ..10. 베이스가 꺼지고 온도가 1~4°C인 VT80-VT100의 항복 전압은 최소 25V여야 하며, VT5, VT8, VT9, VT10, VT44, VT45의 경우 최소 80V여야 합니다. VT6, VT7 - 40V 이상. 고장 시작 기준은 50μA 이상의 전류 증가입니다. 트랜지스터를 선택할 때 h21E 계수가 가장 높은 표본을 VT6, VT7로 사용하는 것이 좋습니다. 트랜지스터 VT11, VT12 및 VT15는 21...50°C의 온도 및 전압 Uke = 5...60V에서 h80E가 6 이상이어야 하고 초기 컬렉터 전류 Ikeo가 10μA 이하여야 합니다. VT13, VT14의 전류 전달 계수는 중요하지 않습니다. 10mA의 콜렉터 전류 및 Uke = 6...10V에서 40보다 큰 것이 중요합니다. 트랜지스터 VT16-VT19에 대한 요구 사항은 더 엄격합니다. 약 21mA의 콜렉터 전류 및 Uke에서 h10e입니다. = 5V는 최소 60이어야 합니다(70...100이 더 좋음). VT20-VT27에도 유사한 요구 사항이 적용됩니다. 계수 h21e에 따라 트랜지스터를 선택할 필요가 없으며 스프레드가 50~80%를 초과하지 않으면 충분합니다. 출력 트랜지스터(VT28-VT43)의 경우 계수 h21e는 전류 40A에서 최소 1이어야 합니다. h21e>80의 트랜지스터를 사용하는 것은 안전 작동 영역이 더 작기 때문에 바람직하지 않습니다. 베이스가 꺼졌을 때 Ukeo의 항복 전압은 VT100, VT20, VT13 b-VT14의 경우 1μA 전류에서 최소 19V, VT80 - VT20의 경우 최소 43V(항복 시작 전류는 0,2mA)여야 합니다. VT20-VT27 및 VT2-VT28의 경우 43mA). 전압 테스트 온도 Ukeo-60...80°C. VT13, VT14, VT16-VT43의 경우 보다 철저한 확인이 필요합니다. 이는 이러한 트랜지스터 중 하나의 결함으로 인해 다른 여러 트랜지스터의 오류가 발생할 가능성이 높기 때문입니다. 이와 관련하여 콜렉터의 임계 전류 및 체적 저항을 확인하는 것이 추가로 권장됩니다. 저항이 지나치게 높으면(일반적으로 고전압 트랜지스터) 트랜지스터가 준포화 모드로 일찍 진입하게 됩니다. 이 모드의 트랜지스터는 계속 작동하지만 증폭 및 주파수 특성이 급격히 감소합니다. 차단 주파수가 XNUMX~XNUMX배 감소하고 전류 전달 계수가 감소하며 유효 컬렉터 커패시턴스가 증가합니다. 트랜지스터 관성의 이러한 급격한 증가는 증폭기의 특성을 저하시키는 것 외에도 0,6~2MHz의 주파수에서 자체 여기되어 전류를 통한 과열로 인해 후속 고장이 발생할 위험이 있습니다. 이와 관련하여 트랜지스터 VT13, VT14, VT16-VT42는 상대적으로 낮은 작동 전류를 갖는 모드를 선택하여 준포화 모드로 들어가는 것을 방지합니다. 전류가 더 감소하면 슬루율과 증폭기의 안정성 마진이 감소합니다. 그러나 콜렉터 볼륨 저항의 변화는 트랜지스터 제조업체에서 표준화하지 않으므로 검증이 필요합니다. 아마추어 조건에서는 전압 Uke에 대한 h21e의 의존성을 결정하는 것으로 구성됩니다. 이 기술은 베이스 전류를 조정하여 전압 Uke = 5...10V에서 주어진 트랜지스터 콜렉터 전류를 설정한 다음 이 전압을 콜렉터 전류의 10...15% 감소에 해당하는 값으로 감소시키는 것으로 구성됩니다( 동일한 베이스 전류에서). 이는 콜렉터 전류의 급격한 강하가 시작되는 전압이며, (주어진 콜렉터 전류에서) 트랜지스터의 준포화 시작에 대한 임계값이 됩니다. KT9115 트랜지스터의 임계 전압은 5mA의 콜렉터 전류에서 14V, 동일한 전류에서 KT969-3V를 초과해서는 안됩니다. VT13과 마찬가지로 준포화 임계값 전압이 가장 낮은 트랜지스터를 사용하는 것이 좋습니다. 초기값으로 사용된 h21e 값은 Uke = 10...12V에서 측정되어야 합니다. 트랜지스터 KT961 및 KT639는 100~150mA의 전류에서 테스트되었으며 Uke = 21V에서 초기 계수 h5e를 측정합니다. 이 전류의 임계 전압은 KT1,5의 경우 639V, KT1,2의 경우 961V를 초과해서는 안 됩니다. 트랜지스터 KT818 및 KT819는 2A 전류에서 테스트되는 반면 초기 h21e는 Uke = 5V에서 측정되어야 하며 임계 전압은 KT1,8의 경우 818V, KT1,5의 경우 819V를 초과해서는 안 됩니다. 트랜지스터 KT818 및 KT819의 임계 전류 확인은 Uke = 21V에서 h5e를 측정하고 콜렉터 전류의 두 값(1A 및 3A)으로 구성됩니다. 21A 전류에서 측정된 h3e의 감소는 최대 65%까지 허용됩니다. 1A의 전류에 해당하는 값입니다. 인덱스 G818이 있는 트랜지스터 KT819 및 KT1는 KT818GM 및 KT819GM과 정확히 유사하며 하우징 유형(플라스틱 - KT43-1)만 다릅니다. 50mA보다 큰 트랜지스터와 전류를 테스트할 때 이를 가열할 만큼 충분히 큰 전력이 방출되므로 매우 빠르게(몇 초 이내) 측정하거나 트랜지스터를 방열판에 설치하여 측정해야 합니다. 연산 증폭기 DA1, DA3, DA4를 확인하는 방법은 다음과 같다. 주파수와 속도 특성은 오실로스코프와 발생기를 사용하여 그림 10의 회로에서 확인됩니다. 유효성 기준은 최소 5V/μs의 큰 진폭 직사각형 신호(입력에서 60V)의 상승 및 하강률과 최대 4V의 진폭을 갖는 정현파 신호 형태의 가시적 왜곡이 없는 것입니다. 1,5...2MHz의 주파수. 신호가 없는 연산 증폭기의 전류 소비(전력 필터 저항기의 전압 강하로 측정)는 5~10mA 이내여야 하며, 20kHz 주파수에서 최대 출력 전압의 진폭은 최소한 ±14 V. 제한에서 벗어날 때 일시적인 프로세스가 수반되어서는 안 됩니다.
입력 및 폐쇄 접점 S1과 S2를 단락시켜 잡음과 오프셋 전압을 확인합니다. 이 경우 연산 증폭기는 이득이 50dB인 스케일 증폭기 모드로 전환됩니다(S2를 켜면 잡음 대역폭이 50kHz로 제한됩니다). 출력 잡음 전압은 1,4mV(오실로스코프 디스플레이의 피크 간 7mV)를 초과해서는 안 되며 DC 오프셋은 ±1,5V를 초과해서는 안 됩니다. 연산 증폭기 DA2의 테스트는 그림 11에 표시된 회로에 따라 전원을 켜서 수행됩니다. 200. 유효성 기준은 출력에 3mV 이하의 DC 전압이 있고 손으로 DA2의 핀 XNUMX을 터치할 때 연산 증폭기 출력에 노이즈 신호가 나타나는 것입니다.
Op-amp DA5는 유사한 방식을 사용하여 확인됩니다. 안정된 상태(1~2분 후)의 출력에서 DC 전압은 80mV를 초과해서는 안 되며 오실로스코프 화면의 피크 간 노이즈 전압은 1mV(피크 투 피크)를 초과해서는 안 됩니다. 노이즈를 측정할 때는 차폐가 잘 이루어져야 합니다. 310 x 120 mm 크기의 보드(그림 12 참조)는 금속 구멍이 있는 1,5-2 mm 두께의 양면 호일 유리 섬유로 만들어졌습니다. KT-12(예: KT28G 및 KT818G) 또는 TO-819 패키지(리드 피치 220mm)에서 암당 최대 2.5개의 전력 트랜지스터 출력단에 설치하도록 설계되었습니다.
PCB 기능 및 증폭기 장착 그림에서. 그림 13은 한 채널 보드의 요소 배열을 보여줍니다 (그림 12 참조). 회로도에 표시된 대부분의 요소 외에도 (그림 4). 이 보드를 사용하면 다양한 추가 구성 요소를 설치할 수 있습니다. 보드의 이전 요소와 새 요소의 번호 지정에 일관성을 유지하기 위해 VT23A와 같은 연속적인 일련 번호 또는 문자 색인이 할당됩니다. R86B.
결론 K0, K1 - 공통 공급 K2 - 공통 신호, 단락 - 신호 입력; FBH - 출력 + OS; FBL - 종료 -OS. 이 보드는 보다 일반적인 고전력 트랜지스터 KT818G 및 KT819G를 암당 최대 12개까지 설치하도록 설계되었습니다. 이에 따라 리피터 20단(VT27-VT16B)의 트랜지스터 개수가 암당 27개에서 76개로 늘어났고, VT77-VT130B의 대기 전류도 늘어났다. 또한 여러 저항기 R150의 값을 변경해야 했습니다. R390은 이제 78-81옴(8,2옴 대신)입니다. R15-R64 - 각각 66-Ω(10Ω 대신). R16, R19의 정격을 1,5Ω으로 줄이는 것도 합리적입니다. 트랜지스터 VT2-VT25에는 두께가 13~14mm이고 표면적이 최소 8cm^인 알루미늄 합금으로 제작된 판형 방열판이 장착되어야 합니다(각 트랜지스터 쌍당 하나씩). VT10 및 VT13에는 소형 방열판(14~59cm^)도 제공됩니다. 난방을 줄이기 위해 VT63. VT160는 R150 및 RXNUMX의 정격을 XNUMX옴 대신 XNUMX옴으로 약간 높일 수도 있습니다. 또한 R82-R85의 정격은 13Ω 대신 68Ω으로 감소하고 R86-R93은 3,3Ω 대신 4,7Ω으로 감소합니다. 변경 사항은 수정 회로의 등급에도 영향을 미쳤습니다. C16의 정전 용량은 이제 470pF 대신 270pF입니다. R25 및 R26 - 각각 2.7kOhm(각각 4,7kOhm 및 1kOhm 대신). R33의 정격은 이제 47옴이 아닌 220옴입니다. R38 및 R44 - 각각 2.2kOhm(2kOhm 대신). R64 및 R66 - 각각 10Ω(15Ω 대신). 커패시터 C17. C18은 3~3,3pF 중 하나의 관형 또는 6,2pF 중 두 개로 교체할 수 있습니다(필요한 경우 과도 프로세스 유형에 따라 선택). VD20, VD43을 열 때 VT26-VT27의 최소 전압 강하를 높이려면 트랜지스터 VT16-VT19의 이미 터와 직렬로 KD521A 다이오드를 순방향으로 연결하는 것이 좋습니다. 보드에는 그들을 위한 공간이 없습니다. 따라서 해당 이미터 단자와 접촉 패드 사이의 간격에 다이오드를 납땜하는 것이 가장 편리합니다. PA 자체의 왜곡(출력 신호의 "하드" 제한으로 인해 발생)을 나타내는 것 외에도 "소프트" 리미터의 작동을 나타내는 기능이 도입되었습니다. 이는 회로를 변경하여 달성됩니다(그림 14 참조). "소프트" 리미터가 트리거되면 해당 부호의 전압이 저항 R126에 나타나며 소프트 제한 임계값이 0,6...90mV만 초과되면 절대값은 100V에 도달합니다. 1,2~1,3V를 초과하는 이 전압의 추가 증가는 다이오드 VD46-VD49에 의해 차단됩니다.
또한 상대적으로 낮은 임피던스(1kΩ) 부하에서 작동할 때 비선형성과 RF 간섭 감지 효과를 줄이기 위해 연산 증폭기 DA 3.5의 출력단을 클래스 "A" 모드로 전환할 수 있습니다. 4...6mA 값의 전류원은 전계 효과 트랜지스터 VT46 유형 KP303E 또는 KP364E 및 저항 R125(약 150Ω)에서 만들어집니다. 전류원 없이도 KR140UD1101의 왜곡은 매우 작으며 UMZCH의 전체 왜곡 수준에 과도하게 기여하지 않습니다. VT46 및 R125 설치는 선택 사항입니다. VT46을 설치할 때 드레인 게이트 항복 전압을 확인해야 하며 40V 이상이어야 합니다. 설치의 기생 인덕턴스를 최소화하기 위해 출력단 VT20-VT43의 트랜지스터 단자가 인쇄 회로 기판에 직접 납땜됩니다. 이 조치는 사실에 기인합니다. 전력 트랜지스터의 이미터 단자의 기생 인덕턴스는 실제 차단 주파수를 감소시킵니다. 이를 고려하면 차단 주파수가 5~8MHz인 상대적으로 "느린" 출력 트랜지스터의 성능을 실현하려면 설치 도체의 기생 인덕턴스를 줄여서 완전히 줄여야 한다는 것이 분명해집니다. 전류 흐름 루프의 영역을 도체 평면 근처에 배치합니다. 이를 위해 특히 다이오드 VD37-VD41(그림 13에서 빨간색으로 표시)과 같은 출력 트랜지스터는 방열판 쪽 인쇄 회로 기판 아래에 배치되고 다음으로 만들어진 개스킷으로 절연됩니다. 최후의 수단으로 "Nomacon" 또는 이와 유사한 열전도성 고무를 lavsan에서 구입합니다. 운모, 베릴륨 또는 질화알루미늄 세라믹을 열 전도성 페이스트와 함께 사용할 수도 있습니다. 개스킷, 특히 얇은 개스킷을 사용할 때는 결합 표면의 청결도를 매우 주의 깊게 확인하여 금속 조각이나 버가 묻어나는 것을 방지해야 합니다. 15개의 채널을 위한 XNUMX개의 방열판이 측벽 형태로 앰프 하우징에 통합되어 있습니다. 방열판 도면은 그림 XNUMX에 나와 있습니다. XNUMX.
VT28-VT43 및 VD36-VD41 클램핑은 강철판을 사용하여 수행됩니다(그림 16).
강력한 반도체 소자를 '평면형'으로 배치한 보드는 방열판과 구조적으로 결합됩니다. 이러한 상황에서는 특수 증폭기 조립 기술을 사용해야 합니다. 먼저 커패시터 C80, C81, 트랜지스터 VT15, VT20-VT43 및 다이오드 VD36-VD41을 제외한 모든 부품이 인쇄 회로 기판에 장착됩니다. 다음으로, 이러한 트랜지스터(VT15 제외)와 성형 리드가 있는 다이오드는 예를 들어 도체를 사용하여 방열판의 시트에 배치되고 이와 같이 플레이트(자세한 내용은 아래 참조)로 압착됩니다. 작은 노력으로도 움직일 수 있도록 말이죠. 그런 다음 요소의 이동성을 사용하여 터미널을 구멍에 정렬하여 보드를 터미널에 배치합니다. 그런 다음 보드는 10mm 높이의 장착 포스트(보드 모서리 근처에 있는 20개의 구멍) 또는 여러 임시 지지대(예: 43mm 단단한 나무 큐브)에 고정됩니다. 다음으로 모든 핀 VT36-VT41 및 VD20-VD43이 납땜됩니다. 그 후 클램프가 풀리고 다이오드 및 트랜지스터와 함께 보드가 라디에이터에서 제거됩니다. VT36-VT41, VD40-VD41 납땜 품질을 확인하고(C80.C81 아래에 있는 단자 VD0,6, VD80이 보드에서 81mm 이상 튀어나오면 안 됨) 커패시터 C28을 설치합니다. C43. 트랜지스터 및 다이오드 설치는 여러 단계로 수행할 수 있으며 VT15-VTXNUMX으로 시작하는 것이 더 편리합니다. 온도 센서 역할을 하는 VTXNUMX 트랜지스터는 본체가 막힌 구멍에 맞도록 보드에 납땜됩니다. 방열판에 뚫었습니다. 이 설계는 고임피던스 증폭기 회로에서 가장 낮은 기생 용량을 보장합니다. 그런 다음 남은 것은 열전도 페이스트의 얇은 층으로 모든 접촉 표면에 윤활유를 바르고 VT 15용 방열판의 구멍을 페이스트로 채우고 모든 것을 "깨끗하게" 조심스럽게 조립하는 것입니다. 트랜지스터를 배열할 때 규칙을 따라야 합니다. h21e가 가장 작은 트랜지스터는 증폭기 보드의 신호가 낮은 쪽에 있고 가장 큰 트랜지스터는 XP4 쪽에 있습니다. 트랜지스터 VT20-VT27은 너트가 있는 스터드 또는 육각 머리가 있는 M2.5 볼트를 사용하여 절연 개스킷을 통해 방열판에 부착됩니다. 너트(또는 볼트)는 개방형 렌치로 조입니다. 패스너가 트랜지스터 컬렉터와 단락되는 것을 방지하기 위해 직경 2,8...3mm, 길이 2mm의 얇은 벽 절연 튜브 조각이 스터드에 놓입니다. 예를 들어 기계유로 살짝 윤활 처리된 직경 2,5~2,6mm의 맨드릴에 Mylar 접착 테이프("스카치 테이프")를 몇 바퀴 감아 이러한 튜브를 만드는 것은 어렵지 않습니다. 트랜지스터와 다이오드의 랜딩 표면은 설치 전에 블록에 접지되어야 합니다. 그런 다음 개스킷 절단을 방지하기 위해 장착 구멍과 트랜지스터 하우징의 가장자리에서 작은 모따기(0,2...0,3mm)를 제거합니다. 부하 전환 릴레이를 연결하기 위해 PLS 유형 XP26 핀 커넥터의 2핀 섹션이 보드에 설치됩니다[10]. 컴퓨터에 사용됩니다. 출력 필터 회로는 커넥터의 짝수 접점에 연결되고 강력한 증폭기 스테이지의 출력은 홀수 접점에 연결됩니다. 사용 가능한 커넥터의 품질이 의심스러운 경우 릴레이에서 나오는 케이블을 보드에 직접 납땜할 수 있습니다. 각 앰프 채널 보드의 출력 신호는 HRZ 커넥터를 통해 26선 리본 케이블을 통해서도 공급됩니다. "신호" 접점은 홀수 번호의 접점이고, 짝수 번호의 접점은 공통선에 연결됩니다. 이 경우 출력 필터 요소는 L1, L2, R118-P.121, C77-C79입니다. 점퍼 S2 및 S3은 증폭기의 출력 단자 근처에 있는 작은 차폐 보드에 위치하므로 후면 패널에서 점퍼에 접근할 수 있습니다. 껍질 사이의 거리는 최소 25mm이며 서로 직각으로 배치하는 것이 좋습니다. 코일 L1(1,3μH)에는 직경 11~2mm의 PEV 와이어가 1.8개, L14(1.7μH)에 2개 감겨 있습니다. 그들은 직경 18mm의 프레임을 켜기 위해 감겨 있습니다. 코일은 에폭시 수지로 고정됩니다. 필터 보드의 스크린은 비자성 재료로 만들어졌습니다. 코일에서 최소 25mm 떨어져 있어야 합니다. 앰프의 안정성을 유지하려면 리본 케이블의 길이가 350mm를 초과해서는 안 됩니다. 증폭기 설치를 단순화하기 위해 ±53V 정류기(VD8, VD9 - 그림 7)의 다이오드 브리지가 자동화 장치에서 PA 보드로 이동되었습니다. 각 브리지(보드 - VD42-VD45)는 별도의 KD243B 다이오드를 사용하여 조립됩니다. KD243V 또는 KD247B. 피크 전류를 줄이기 위해 커패시터 C80. C81은 더 작은 용량(1000μF)으로 사용해야 합니다. 전력 변압기 T1의 권선 단자는 핀 피치가 4mm인 MPW-8 유형[11]의 5.08핀 XPXNUMX 커넥터를 통해 증폭기 보드에 연결됩니다. 고전류 회로의 접점을 이중화하여 신뢰성과 낮은 전이 저항을 달성합니다. 커넥터 대신 터미널 커넥터를 설치하거나 간단히 인쇄 회로 기판의 구멍에 와이어를 납땜할 수 있습니다. 간편한 설치를 위해 증폭기 보드와 자동화 장치 사이의 모든 연결은 하나의 커넥터(XP1)에 연결됩니다. 따라서 보드에는 1개의 접점이 있는 커넥터(그림 4의 XP14) 대신 14개의 접점이 있는 1개의 IDCXNUMX 유형 커넥터가 있습니다. 연락처의 목적과 번호는 표에 따라 변경되었습니다. XNUMX.
커넥터의 결합 부분 접점 번호는 이에 따라 조정됩니다(XS1 - 그림 5). 과부하 표시기와 "리셋" 버튼이 앰프 보드에 연결됩니다. 정전압 감지 장치(그림 16 참조)의 저역 통과 필터의 저항 R26(R7 - 다른 채널용)은 XP5 커넥터의 핀 1를 통해 증폭기 출력에 연결되고 추가 보호 저항 R124(저항 포함) 0,3 - 4,7 kOhm - 표시된 다이어그램에는 표시되지 않지만 보드에는 있습니다. 소프트 리미터 활성화 신호(그림 14 참조)는 왜곡 표시기와 유사하게 설계된 추가 임계값 장치를 통해 표시기(기사의 다음 부분에서 설명)로 전송됩니다. 소프트 리미트 표시기가 도입되지 않은 버전에서는 VD46-VD49 다이오드가 증폭기 보드에 설치되지 않고 저항 R126 대신 점퍼가 납땜됩니다. VT46 요소. 연산 증폭기 DA125을 클래스 "A" 모드로 전환할 필요가 없는 경우 R3는 설치되지 않습니다. 점퍼 S1(그림 4 참조) 대신 보드에는 PLS 커넥터의 2핀 섹션이 있습니다. 한 번에 여러 기능을 수행합니다. 첫째, 스피커 전선의 전압 강하 보상기 작동 모드를 변경할 수 있습니다. 핀 1와 2 사이에 점퍼를 설정하면 4선 모드가 활성화되고, 핀 3와 30 사이에 점퍼를 설정하면 XNUMX선 모드가 활성화됩니다([XNUMX] 참조). 둘째, 증폭기를 테스트할 때 이 커넥터는 입력 저역 통과 필터와 소프트 리미터를 우회하여 저항 RXNUMX을 통해 증폭기에 테스트 신호를 공급하는 역할을 합니다. 이를 통해 두 발생기의 신호를 합산하여 상호 변조 왜곡을 측정하고 펄스 구형파 신호로 증폭기의 과도 현상을 관찰할 수 있습니다. 두 개의 프로토타입 증폭기를 사용한 실험에서는 우리가 사용할 수 있는 KT9115 및 KT969 트랜지스터의 경우 테스트된 트랜지스터의 70% 이상이 상당히 낮은 차단 주파수를 갖는 것으로 나타났습니다. KT9115의 권장 대체품은 2SA1380입니다. KT969 - KT602BM 또는 2SC3502의 경우. 이 트랜지스터는 2SAl538n2SC3953보다 자체 여기 현상이 훨씬 적습니다. 또한 익스트림 모드에서 앰프를 테스트하는 동안 KT639와 같이 최종 단계 이전 단계의 트랜지스터의 신뢰성이 부족한 것으로 나타났습니다. 그리고 BD139. BD140. 저자가 수행한 이러한 트랜지스터의 기존 복사본의 안전한 작동 영역에 대한 연구에 따르면 고온에서 증폭기의 안정적인 작동을 보장하는 것만으로는 충분하지 않은 것으로 나타났습니다. 특히 전력망이 불안정한 인구 밀집 지역에서 증폭기의 신뢰성을 높이려면 부하에서 실제로 필요한 최대 전력을 기준으로 공급 전압을 낮추는 것이 좋습니다. ±28V 이상의 전압으로 증폭기의 출력단에 전원을 공급하는 경우 KT639Zh 및 KT961A 대신 저렴한 수입 2SB649 트랜지스터를 사용해야 합니다. 2SB649A(pnp 구조) 및 2SD669. 2SD669A(npn 구조). ±40V 공급 - 2SA1837 및 2SC4793. 권장 구성품 이외의 구성품을 앰프에 사용하는 경우 연속 또는 더 나쁜 것은 유용한 RF 신호에 따라 개별 트랜지스터가 생성된다는 것입니다. 이 결함은 VT13에서 발생할 가능성이 높습니다. VT14, VT6 및 VT8. 트랜지스터 VT13 및 VT14의 생성을 억제하기 위해 회로 B64C41 및 R66C42가 각각 제공되지만 제너 다이오드 VD23이 사용됩니다. 고주파수 트랜지스터(24SA2 및 1538SC2)와 함께 정전용량이 큰 VD3953는 기본 회로에 저항이 22~47Ω인 저항기를 포함해야 할 수 있습니다. 따라서 보드 뒷면에는 이러한 저항기용 패드가 있습니다(표면 실장용 크기 0805). 같은 목적으로 VT5 트랜지스터의 베이스와 이미터 사이에 설치 장소가 있습니다. 정격이 각각 8~10Ω 및 20~100pF인 VT300 직렬 RC 체인입니다. p-n 접합 VT6의 성능 저하 가능성을 보장합니다. 과도 프로세스 중에 컬렉터 회로에 전원이 공급되면 KD8A 다이오드를 순방향으로 켜야합니다. 한쪽 단자는 컬렉터 구멍 (VT521.VT6)에 납땜됩니다. 해당 트랜지스터의 컬렉터는 다른 단자에 연결됩니다. 저항 R94 - R109의 전력. R122. R123은 0.5W로 줄일 수 있습니다. 그건 그렇고, 보드 디자인으로 인해 0.25W 대신 0,125W 전력의 저항기를 사용할 수 있습니다. 보드의 실장 밀도를 높이기 위해 여러 요소가 다른 요소 아래에 배치됩니다(예: VD19 다이오드는 VT5, VT7 트랜지스터 아래에 있음). 따라서 필름 콘덴서 등의 대형 소자는 저항과 다이오드를 장착한 후 장착하게 된다. 커패시터 C53 - C76의 장착 위치는 가장 일반적인 두 가지 크기(직경 22mm 또는 25mm, 리드 간 거리 10,3mm 또는 12,7mm)를 설치할 수 있습니다. 갈고리 모양의 리드가 있는 커패시터를 설치하는 것도 가능합니다. 불완전한 커패시터 C53 - C76 세트를 사용하는 경우 보드 중앙선에 더 가깝게 배치하는 것이 좋습니다. 커패시터 C30, C3Z. C80 및 C81은 직경이 18mm 이하여야 하고 리드 간 거리가 7,5mm 이어야 합니다. C1 아래의 설치 위치는 K73-17 커패시터를 장착하도록 설계되었습니다. K77-2. K78-2 또는 수입품(리드 간 거리 3.5, 15 또는 22.5mm). 세라믹 커패시터의 단자는 다음과 같이 형성됩니다. 그래서 그들 사이의 거리는 5mm입니다. 추가로 커패시터 C11A가 도입되었습니다. C19A - 전원 회로 차단 = 16,5V, 용량은 0.1μF입니다. 인쇄 회로 기판의 측면 중 하나가 공통 와이어 층으로 거의 완전히 채워져 있기 때문에 트랙 사이의 단락을 검색할 때 "빛을 통해" 확인하는 것이 어려우므로 매우 주의해야 합니다. . 두 개의 프로토타입 보드를 조립한 후 나열된 권장 사항을 고려하여 조립된 증폭기의 예비 테스트를 수행했습니다. 동시에 이전에 수행된 전력 증폭기 자체 측정(입력 필터 및 소프트 리미터 없이)과 달리 필터 및 리미터와 함께 종단 간 경로의 왜곡이 측정되었습니다. 테스트는 실제로 오디오 기술의 세계 표준인 Audio Precision System One 콤플렉스에서 진행되었습니다. 이 컴플렉스에 사용되는 왜곡 측정 기술은 IEC에 의해 표준화되었습니다. 왜곡 제품뿐만 아니라 광대역 노이즈(22, 80 또는 200kHz 대역)도 고려합니다. 이 기능은 신호 레벨이 감소할 때 왜곡 레벨을 증가시키기는 하지만(노이즈로 인해 가려짐) 다양한 파라메트릭 효과의 제품을 감지할 수 있습니다. 신호 레벨 증가에 따른 노이즈 증가부터 동적 불안정성과 설치 간섭을 감지합니다. 4kHz와 38kHz의 주파수에서 ±1V의 공급 전압을 갖는 20ohm 부하의 전력 레벨에 따른 THD+N 측정 결과가 그림 17에 나와 있습니다. 80. 이 그래프는 분석기의 최대 감도에서 한계의 자동 전환으로 인해 발생하는 특성의 톱니 모양 동작을 명확하게 보여줍니다. "소프트 리미터"의 작동 시작은 약 100~12W의 전력에 해당합니다. 출력 전력이 80~200W인 경우 최대 0.003kHz 대역의 THD+N 값은 20%를 초과하지 않습니다. 또한 1kHz 주파수(하단 곡선)에서의 왜곡 수준은 1kHz 주파수보다 약간 낮은 것으로 나타났습니다. 200W 전력에서 UMZCH 보드(차폐 및 하우징 제외)의 최대 0,0085kHz 대역의 총 배경, 소음, 간섭 및 왜곡은 81%(-XNUMX)dB 수준을 초과하지 않았습니다.
다른 특성 중에서 입력 신호 전압에 대한 100kHz 주파수에 대한 동적 상호 변조 왜곡(DIM-15) 수준의 의존성이 중요합니다(그림 18).
증폭기 레이아웃을 주의 깊게 연구한 결과 OOS가 켜지기 전에도 신호 주파수가 증가함에 따라 출력 단계에서 "단계"가 사라지는 등 많은 다른 흥미로운 기능이 밝혀지고 확인되었습니다. 구조적으로 파워 앰프는 여러 개의 구획으로 나누어진 금속 케이스로 만들어졌습니다. 요소는 주로 인쇄 회로 기판에 있습니다. 하우징에는 라디에이터 측벽에 장착된 파워 앰프 보드 외에도 출력 필터 보드, 부하 보호 릴레이 보드 및 자동화 보드가 포함되어 있습니다. 왜곡 및 보호 활성화를 나타내는 LED HL1 - HL4와 보호 트리거 재설정 버튼 SB1(그림 19 다이어그램 참조)이 있는 보드가 증폭기 전면 패널에 배치됩니다. 모든 보드는 IDC 시리즈 커넥터와 도체 수가 14 및 26인 플랫 케이블을 통해 서로 연결됩니다. 납땜 연결은 신호 회로 및 고전류 전원 회로에만 사용됩니다. 전력 변압기(TT. T2)는 차폐된 구획 중 하나의 앰프 섀시에 직접 장착됩니다. 광사이리스터 VS1 및 VS2는 변압기와 동일한 구획에 위치한 약 100cm0,022 면적의 판형 방열판의 절연 개스킷을 통해 설치됩니다. 또한 앰프 하우징과도 절연되어 있습니다. 메인 스위치 접점에서 스파크를 억제하기 위해 접점에 병렬로 직렬 RC 회로(240μF, XNUMXΩ)가 추가로 도입되었습니다. 증폭기의 입력 회로에는 추가 차폐 기능이 있습니다. 증폭기의 잡음 내성을 높이기 위해 입력 및 출력 회로에 공통 모드 변압기가 제공됩니다(그림 1의 T4. T7 - T19). 각 채널의 공통 모드 변압기 T1은 투자율이 40 이상이고 단면적이 80cm1000 이상인 대형(직경 1~2mm) 페라이트 링으로 제작되어야 합니다. 함께 접힌 10개의 와이어 권선 수는 15 - 1.5 범위이며 고전류 도체의 단면적은 2mm0.12 이상이어야 합니다. OS 회로의 권선을 만드는 가장 쉬운 방법은 MGTF-4 와이어를 사용하는 것입니다. 공통 모드 변압기 T7 - T0.07은 페라이트 링 K17x8x5 또는 이와 유사한 MGTF-20 와이어로 만들 수 있으며 회전 수는 약 47입니다(창이 채워질 때까지 감음). 기생 공진을 완화하기 위해 저항 R50 - R2도 도입되었습니다. 점퍼 S3 및 S4의 디자인도 변경되었습니다(Radio. No. 11, 1999의 그림 3 참조). 이는 단일 5핀 그룹으로 결합됩니다. 증폭기를 4선 모드로 전환하려면 접점 6과 1, 3와 2이 닫히고 4선 모드에서는 XNUMX과 XNUMX, XNUMX와 XNUMX가 닫힙니다. 앰프 설정 설명된 증폭기에는 직접 결합된 활성 요소가 많이 있으므로 아마추어 조건에서는 단계별로 구성하는 것이 좋습니다. 설정하려면 다음 장비가 필요합니다. 대역폭이 최소 20MHz(바람직하게는 150~250MHz)이고 감도가 구간당 최소 5mV(예: C1-64. C1-65)인 오실로스코프 C1-70, C1-91, C1-97. C1 -99. C1 -114. C1 -122), 진폭이 3...10V이고 반복률이 10...인 직사각형 펄스 발생기 250kHz 및 상승 시간은 15ns 이하입니다. 최대 5V의 진폭과 최소 1MHz(바람직하게는 최대 10...20MHz, 예를 들어 GZ-112)의 주파수 범위 상한을 갖는 정현파 신호 발생기. 이 발생기의 고조파 왜곡은 중요하지 않습니다. 또한 최소 3.9W의 전력 손실을 위해 디지털 또는 포인터 멀티미터와 저항이 10 ... 25Ω인 권선 저항기 XNUMX개가 필요합니다(기능을 확인할 때 전원 버스에 포함됨). ). 물론 등가 하중도 필요합니다. 펄스 발생기는 고속 CMOS 마이크로 회로 요소를 사용하여 조립할 수 있습니다. 예를 들어 KR1564, KR1554, KR1594, 74ANS, 74AS, 74AST 시리즈의 경우 TL2 마이크로 회로(또는 유사한)의 슈미트 트리거를 사용하는 것이 가장 좋습니다. 발생기 자체(멀티바이브레이터)는 알려진 회로를 사용하여 조립할 수 있지만 가파른 모서리를 형성하려면 해당 신호가 직렬로 연결된 여러 논리 요소를 통과해야 합니다. HF에서 자체 여기 버스트가 없는지 증폭기 단계를 확인하려면 대역폭이 최소 250MHz(S1-75. S1-104. S1-108)인 오실로스코프가 필요합니다. 없는 경우 대역폭이 최소 250MHz(VK7-9.VK7-15)인 검출기 헤드가 있는 전압계를 사용해 볼 수 있습니다. 증폭기에 의해 발생하는 비선형 왜곡의 크기와 특성을 평가하려는 경우 잡음과 왜곡이 낮은 정현파 신호 발생기(GZ-102. GZ-118. GS-50)가 필요합니다. 잔여 신호를 관찰하기 위한 노치 필터와 고감도(구간당 100μV 이상) 오실로스코프가 장착되어 있습니다. 동적 범위가 최소 80dB(SK4-56)인 스펙트럼 분석기도 유용합니다. 증폭기의 모든 납땜을 수행하려면 네트워크에서 연결을 끊어야 한다는 점을 기억할 가치가 있습니다. 우선 전원공급장치와 자동화 장치를 점검해야 합니다. 이전 부분에서 언급했듯이 왜곡을 표시하기 위한 신호 소스를 선택하는 기능이 도입되었습니다. 이를 위해 연락처 그룹 S1이 사용됩니다(그림 19). 접점 1과 3, 2와 4 사이에 점퍼를 설치하는 것은 PA 자체의 왜곡 표시에 해당하고 접점 3과 5, 4와 6 사이에 "소프트" 리미터의 작동을 나타냅니다.
먼저, 안정화된 전압 값(±16~17.2V 범위에 있어야 함), 리플 진폭(피크 대 피크가 1mV 이하) 및 약 5mA의 부하에서 안정기 DA8 - DA100의 자체 여기가 없습니다 (160W 전력의 2Ω 저항). 입력이 "닫힌" 상태에서 오실로스코프를 사용하여 리플 및 발생 가능성을 확인합니다. 그런 다음 자동화 장치가 점검됩니다. 이렇게 하려면 장착 와이어 7MGTF-8 등의 점퍼를 사용하여 터미널 4 및 11(또는 4 및 1) DAZ 및 DA0.07를 공통 와이어에 임시로 연결하십시오. 다음으로 자동화 장치의 전원을 켜고 DD6의 핀 3에 대한 재설정 펄스의 통과를 확인하십시오. DD12의 핀 8와 3에 펄스가 있고 광사이리스터와 릴레이를 켜는 순서가 통과됩니다(Radio, No. 7, 12의 그림 1999 참조). 증폭기의 총 대기 전류 증가로 인해 "시작" 저항기(R11.R12)의 수가 3개로 증가하고 정격이 100~120Ω으로 감소되었습니다. DA3 비교기의 진단 장치를 확인합니다. DA4는 공통 와이어에 대한 입력 연결을 제거합니다.DA3 터미널에서 해당 점퍼를 제거한 후 입력 전류로 인해 입력에 신호가 나타나고 HL1 또는 HL2 LED가 켜집니다(U5 보드, 그림 19 참조). . DA4 핀에서 두 개의 점퍼 중 하나를 제거하면 몇 초 후에 릴레이와 광전자 저항이 꺼집니다. 테스트가 끝나면 DA3 및 DA4에서 모든 점퍼를 제거합니다. 또한 변압기 T1 단자의 올바른 표시를 확인할 가치가 있습니다. 권선의 잘못된 연결은 강력한 트랜지스터의 고장 및 산화물 커패시터 배터리의 "불꽃 놀이"를 포함하여 광범위한 결과를 초래할 수 있습니다. 전원 공급 장치와 자동화를 확인한 후 앰프 자체 설정을 시작할 수 있습니다(물론 각 채널마다 별도로). 우선, 조정된 저항 R60의 슬라이더를 최대 저항에 해당하는 위치(시계 반대 방향으로)로 설정해야 합니다. 증폭기의 출력 단계를 확인할 때 OOS 루프를 끊기 위해 R33은 일시적으로 납땜이 풀립니다. 설정 시 "소프트" 리미터의 영향을 제거하려면 저항 R16, R17의 저항을 56...62 kOhm으로 줄여야 합니다. 또한 공칭 값이 10-22kOhm인 다중 회전 변수 또는 트리밍 저항기와 공칭 값이 10kOhm인 일반(단일 회전) 변수 또는 트리밍 저항기를 비축해야 합니다. 증폭기를 설정할 때 접점 그룹 S1에 점퍼가 없어야 합니다. 첫 번째 단계는 VT5 - VT43의 캐스케이드 성능을 평가하는 것입니다. 먼저 DC 모드와 보호 장치의 서비스 가능성을 확인하십시오. 이를 위해 트랜지스터 VT5 베이스의 단자는 점퍼를 사용하여 공통 와이어에 연결됩니다. VT7, 납땜 핀 R33의 구멍 사용(베이스 VT5, VT7이 보드에 연결됨) 그런 다음 ±40V 전원 회로를 공통 와이어에 닫고 전원 공급 장치 및 자동화 장치를 XP1 커넥터에 연결하고 변압기 권선을 ±4V 전원(가장 바깥쪽 접점)을 제공하는 XP53에 연결합니다. 이 경우 ±40V 정류기의 권선을 XP4에서 분리해야 합니다. 출력 RLC 회로와 부하가 아직 연결되지 않았습니다. 그런 다음 전원 공급 장치를 켜고 트랜지스터 VT13, VT14의 직류 모드를 확인하십시오. 캐스케이드 공급 전압(각각 저항 R72 및 R75의 단자에서 측정하는 것이 편리함)은 출력 단계의 실제 공급 전압보다 ±52...55 V 또는 12...15 V 높아야 합니다. 시빌과 왕좌 VD23 및 VD24의 전압은 저항 R3 및 R59에서 약 63V(각각 약 2.4V, R44 및 R38에서 약 15V)여야 합니다. 13V를 초과하지 마십시오. 측정하는 동안 장치의 프로브(바람직하게는 절연 코팅이 있는 보드 - "녹색 페인트")와 공통 와이어를 사용하여 테스트 중인 회로의 우발적인 단락을 방지하기 위해 주의해야 합니다. 트랜지스터 VT14 - VT1, VT9, VT12는 전원을 켠 후에도 닫힌 상태를 유지해야 합니다. 보호 임계값을 확인하기 위해 저항이 44kOhm인 가변 저항이 VT53 베이스와 +10V 전원선 사이에 연결되며 슬라이더는 제한 저항기(1-1.5kOhm)를 통해 터미널 중 하나에 연결됩니다. 최대 저항 위치로 설정합니다. 그런 다음 전원을 켜고 보호 트리거가 활성화되고 해당 증폭기 보드의 VD3에 병렬로 연결된 표시 보드의 HL4(또는 HL22) LED가 켜질 때까지 저항 슬라이더를 천천히 돌립니다. 그런 다음 증폭기 출력과 트랜지스터 VT44 베이스 사이의 전압을 측정합니다. 내부 값 1,7...2.2V는 정상으로 간주됩니다. 그런 다음 SB1 버튼을 사용하여 보호 트리거를 재설정해 보십시오(표시 보드에 있음, 그림 19 참조). 이 경우 재설정이 발생해서는 안 됩니다. 그런 다음 전원을 끄고 가변저항의 납땜을 풀고 외부 단자 사이의 저항을 측정합니다. ±53V의 공급 전압에서는 약 5kΩ이어야 합니다. 다음으로 VT45 스위칭 임계값도 동일한 방식으로 확인됩니다. 유일한 차이점은 저항을 연결하는 데 -53V 전원 공급 회로가 사용된다는 점입니다. 보호 임계값은 거의 동일해야 합니다. 또한 보호가 트리거된 후 제너 다이오드 VD23 및 VD24의 전압 강하를 확인해야 합니다. 이는 0.4V를 초과해서는 안 됩니다. 그 후 신호는 연산 증폭기 DA1을 통과합니다. DA1 출력의 DC 구성요소는 25mV를 초과해서는 안 됩니다. 손으로 커패시터 C1의 단자를 만지면 주 주파수와의 간섭 및 간섭 신호가 출력 DA1에 나타납니다. 필요한 경우 생성기를 사용하여 신호 흐름을 모니터링하고 필터의 주파수 응답을 평가할 수 있습니다(-3dB 레벨의 차단 주파수는 약 48kHz여야 함). 1kHz의 주파수에서 전송 계수는 2입니다. 다음 단계는 기능을 확인하고 트랜지스터 VT5 - VT8의 캐스케이드 대기 전류를 설정하는 것입니다. VT13-VT43. 이를 위해서는 정현파 신호 발생기와 오실로스코프(가급적 80채널)가 필요합니다. 멀티미터 100mV 이하의 오류로 DC 전압 8...5m5을 측정할 수 있으며 앞서 언급한 다중 회전 가변 저항기가 있습니다. 점검은 다음과 같습니다. 베이스 VT7 및 VT16.5은 이제 공통 와이어에서 분리되어 다중 회전 저항 모터에 연결되고 저항의 다른 두 단자는 +16,5 및 -40 V 버스에 연결됩니다. 이전에 만든 ± 연결을 제거했습니다. 보드에 공통 와이어가 있는 4V 회로, 출력 단계에 전원을 공급하기 위한 변압기 권선의 단자는 저항이 2.3 - 6.7Ω인 저항과 전원을 통해 해당 접점 XP3,9(핀 10 및 25)에 연결됩니다. 최소 XNUMXW 실수로 화상을 입지 않으려면 각 저항기를 별도의 물 컵에 넣는 것이 유용합니다. 전원을 켠 후 전원 버스 ±40V(9~25V 이내일 수 있음)에서 정류된 전압의 유무와 대칭성을 확인하고 VT15의 컬렉터와 이미터 사이의 전압을 확인합니다. 4,5V를 초과하면 즉시 전원을 끄고 저항 R61을 높여야 합니다. 그런 다음 전압계를 VT14 컬렉터에 연결하고 전원을 다시 켜십시오. 다중 회전 가변 저항 모터를 회전시키면 공통 와이어를 기준으로 VT14 컬렉터에 -2.5...-3.5V의 전압이 설정됩니다. 이 경우 VT5 및 VT7 베이스의 전압은 ±1V를 초과해서는 안 됩니다. 작은 한도 내에서 저항 R59를 선택하면 비대칭성이 제거됩니다. 제너 다이오드 VD23(양의 편차용) 또는 R63. VD24 (마이너스 편차 있음). 대칭을 설정할 수 없거나 VT5 베이스에서 균형을 맞추는 데 전압이 필요한 경우. VT7이 3~4V를 초과합니다. 설치를 확인하고 결함이 있는 요소를 교체해야 합니다. 오작동의 간접적인 징후에는 저항기나 트랜지스터의 과도한 가열이 포함될 수 있습니다. 전압 증폭기에서 대칭을 달성한 후 출력단의 대기 전류를 설정하기 시작합니다. 이 절차는 여러 단계를 거쳐 수행하는 것이 가장 좋습니다. 먼저 전원을 켜고 트랜지스터 VT20-VT23과 VT24-VT27의베이스 사이의 전압을 확인하십시오. 2.5V 이상이면 VT20-VT27 트랜지스터 중 하나가 파손되었을 가능성이 높습니다. 그런 다음 베이스-이미터 접합 VT16의 전압을 확인합니다. VT18 및 VT17. VT19 - 앞으로 이동해야 합니다. 다음으로 베이스-이미터 접합 VT20 - VT23 및 VT24 - VT27에 역방향 바이어스가 없는지 확인하십시오. 그런 다음 R60 엔진을 시계 방향으로 조심스럽게 회전시키고 트랜지스터 VT20 - VT23 및 VT24 - VT27의 베이스 사이의 전압을 2.2...2.3V 이내로 설정합니다. 출력 트랜지스터는 클래스 B 모드로 유지됩니다. 그런 다음 출력 단계의 기능을 확인합니다. 발생기의 정현파 신호는 최소 5μF(세라믹일 수 있음) 용량의 결합 커패시터를 통해 베이스 VT7, VT0.33에 공급되고 오실로스코프의 "개방" 입력은 이미터 저항을 연결하는 버스에 연결됩니다. 출력단(R94~R108). 연결에는 XP2 커넥터를 사용하는 것이 편리합니다. 설정하는 동안 접점에 점퍼가 설치되어 모든 접점이 함께 닫힙니다. 5채널 오실로스코프를 사용하는 경우 두 번째 채널을 VT7, VT4 베이스에 연결하는 것이 편리합니다. 전원을 켠 후 증폭기 출력의 정전압을 확인하십시오. ±5V 이내로 설정되어야 합니다. 그렇지 않으면 베이스 VT7, VTXNUMX의 전압을 설정하는 다중 회전 저항을 조정해야 합니다. 발생기 주파수를 10kHz로 설정하고 출력 신호 레벨을 0.2...0.5V로 부드럽게 증가시키면 증폭기 출력 신호의 한계가 관찰됩니다. 제한사항의 진입 및 종료에는 일시적인 프로세스가 없어야 합니다. 5kHz의 주파수에서 베이스 VT7, VT10에서 증폭기 출력까지의 전달 계수는 110~160 범위에 있을 수 있습니다. 출력 신호 레벨을 1~2V로 줄이고 부하를 증폭기의 경우, 주파수가 50...100kHz로 증가할 때 출력 신호의 "단계"가 급격히 감소하는지 확인하십시오. 출력 단계가 제대로 작동하는지 확인한 후 대기 전류의 최종 설치를 진행하여 이미 터 저항의 전압으로 제어합니다. 이렇게 하려면 예를 들어 출력 트랜지스터 쌍의 이미터 사이에 전압계를 연결합니다. VT28 및 VT36을 사용하고 저항 R60을 조정하여 이 전압을 180mV로 설정합니다. 발전기의 신호가 공급되지 않을 때 캐스케이드 출력의 전압은 ±3.-4V를 초과해서는 안 됩니다(필요한 경우 다중 회전 저항으로 조정). 대부분의 다른 앰프와 달리 이 앰프의 대기 전류는 예열됨에 따라 감소하므로 앰프가 예열된 후에 최종적으로 조정해야 합니다. 대기 전류를 설정한 후 캐스케이드의 다른 이미터 저항기 양단의 전압 강하를 확인합니다. 70~120mV 범위에 있어야 합니다. 이미터 저항기의 전압이 비정상적으로 낮거나 과도한 경우 트랜지스터를 교체하는 것이 더 좋지만 정확한 전압 동일성을 달성할 필요는 없습니다. 병렬 연결된 출력 트랜지스터의 베이스-이미터 전압 값의 확산은 출력단 암의 보다 원활한 스위칭에 기여하고 이에 따라 왜곡이 감소합니다(모든 트랜지스터가 동시에 스위칭되는 경우에 비해). 대기 전류를 설정한 후에는 증폭기에서 개별 트랜지스터의 RF 생성 버스트를 확인하는 것이 좋습니다. 이를 위해 1...10pF 용량의 커패시터를 고주파 오실로스코프의 500:2,2 프로브 끝에 납땜합니다(이러한 프로브의 입력 저항은 3.9Ω이지만 입력 커패시턴스는 무시할 수 있음). ). 그런 다음 5...7 kHz의 주파수를 갖는 신호가 발생기의 베이스 VT0.3, VT1에 공급되고 신호 레벨이 점차 증가하면서 다음 지점에서 HF 진동 버스트의 존재가 관찰됩니다. , VT5, 이미 터 및 컬렉터 VT7, VT6,베이스 VT8, VT13, 컬렉터 VT14, VT13, 이미 터 VT14-VT16. 오실로스코프가 충분히 민감한 경우에는 프로브를 연결하지 않고 프로브 가까이에 가져가는 것이 좋습니다. RF 전압이 프로브에서 완벽하게 유도되기 때문입니다. 출력 트랜지스터의 베이스와 이전 단계를 연결하는 버스에 RF 전압이 없는지 확인하는 것도 유용합니다. 각 지점에서의 보기는 베이스 VT5에 공급되는 신호의 전체 진폭 범위에 대해 수행되어야 합니다. VT7 - 부재부터 깊은 제한까지. 고주파 오실로스코프가 없는 경우 광대역 전압계를 사용할 수 있지만 클리핑 시 저주파 신호 고조파로 인해 잘못된 판독값을 제공할 수 있습니다. 자체 여기 트랜지스터가 식별되면 이를 다른 배치의 서비스 가능한 트랜지스터로 교체하는 것이 좋습니다. 교체로 원하는 효과를 얻을 수 없는 경우 저전력 트랜지스터의 경우 33~68Ω 및 100pF 등급부터 중전력 트랜지스터의 경우 470pF 및 10Ω 정격의 직렬 RC 회로가 베이스 단자와 이미터 단자 사이에 설치됩니다. 또한 생성 트랜지스터의 기본 타겟과 직렬로 공칭 값이 10 - 39 Ohms인 소형 저항기를 연결할 수도 있습니다. 감소된 공급 전압에서 테스트를 수행한 후 ± 40V 정류기 회로의 저항기를 제거하고 최대 전력에서 HF에서 자체 여자가 없는지 다시 확인합니다. 최대 10MHz의 주파수 범위를 포괄하는 정현파 신호 발생기가 있는 경우 VT5, VT7에서 XP2까지 경로의 소신호 주파수 응답과 위상 응답을 모니터링하는 것이 매우 바람직합니다. 아마추어 조건에서는 5채널 오실로스코프를 사용하여 가장 편리하게 수행됩니다. 입력 신호는 한 채널 (베이스 VT7, VT2에서)에 공급되고 XP0.5 커넥터의 신호는 다른 채널에 공급됩니다. 단일 채널 오실로스코프를 사용하는 경우 오프셋에서 위상 변이를 추정하려면 발생기의 신호를 사용하여 스윕을 외부 동기화 모드로 전환해야 합니다(많은 신호 발생기에도 오실로스코프 동기화용 출력이 있음). 오실로그램. 소신호 주파수 응답 및 위상 응답을 기록할 때 피크 대 피크 출력 전압 범위는 1~1V 이내로 유지되어야 합니다. 증폭기의 안정성을 위해 가장 중요한 주파수 범위는 10~2MHz입니다. . 주파수 응답 및 위상 응답의 공차 및 공칭 값이 표에 나와 있습니다. XNUMX.
출력 전압의 상수 구성요소의 세 가지 값에 대해 측정을 수행해야 합니다. 한 번은 2에 가까운 전압에 대해, 다른 두 개는 각각 4...7V만큼 제한 임계값에 도달하지 않는 출력 전압을 사용하여 수행해야 합니다. 옆. 최대 6MHz 주파수까지 출력 전압의 DC 구성 요소 변화로 인한 위상 변이의 증가는 9...13"를 초과해서는 안 됩니다. 측정 중에 과도한 위상 변이가 감지되면 일반적으로 다음과 같습니다. , 이는 트랜지스터 VT 19 - VT 20의 차단 주파수가 충분하지 않기 때문이며, VT23 - VT24 또는 VT27 - VTXNUMX보다 덜 자주 발생합니다. 품질이 낮은 커패시터 C53~C76의 기생 공진으로 인해 주파수 응답 및 위상 응답에 이상이 발생할 수도 있습니다. 따라서 발생기를 사용하여 1~10MHz의 주파수 범위를 원활하게 "통과"하고 출력 전압의 변화를 관찰하여 주파수 응답에 급격한 점프가 없고 위상 응답에 피크가 없는지 확인하는 것이 합리적입니다. 500kHz 이상의 출력 RLC 회로는 실질적으로 증폭기 자체의 출력에서 부하를 분리하므로 고주파수에서 주파수 응답 및 위상 응답을 측정할 때 부하를 연결해서는 안 됩니다. 원하는 경우 베이스에 VT5를 적용하여 증폭기의 최대 슬루율을 확인할 수 있습니다. 주파수가 7...0.8MHz인 VT1.2 신호 및. 점차적으로 레벨을 높이면 증가율에 대한 한계가 나타나는 순간을 확인하십시오(사인파의 반파가 대칭을 잃음). 그러나 이 실험은 매우 위험하며 강력한 트랜지스터의 고장으로 이어질 수 있습니다. 이것은 이것과 관련이 있습니다. KT818, KT819 시리즈 트랜지스터의 콜렉터-이미터 전압의 최대 허용 상승률은 150V/μs(가장 좋은 수입 트랜지스터의 경우 - 250...300V/μs)이고 증폭기는 속도를 낼 수 있습니다. 최대 160..200V/μs. 이 테스트 중에는 출력단의 공급 전압을 ±30V로 줄이는 것이 좋습니다. 검사가 성공적으로 완료되면 저항 R33이 제자리에 납땜됩니다. 예비 단계를 연산 증폭기 DA1에 연결합니다. 정류기 회로 ±40V에 보호 저항기를 다시 삽입합니다. 점퍼는 커넥터 XP2에 설치되고 단자 C52는 닫혀 있습니다. 증폭기 입력은 공통 와이어에 연결됩니다. 오실로스코프 입력은 XP2에 연결되어야 합니다. 앰프의 전원을 켜면 이제 일반 OOS가 적용됩니다. 증폭기 출력의 상수 성분의 정상 상태 값은 수 mV를 초과해서는 안 되며, 광대역 출력 잡음의 진폭은 10mV를 초과해서는 안 됩니다. 더욱이 이 소음의 주요 부분은 라디오 방송국의 HF 간섭과 네트워크 주파수의 배경입니다. 연산 증폭기 전력이 출력단 전력이 상승하거나 하강하는 것보다 늦게 나타나거나 먼저 떨어지면 증폭기를 켜고 끌 때 피드백 루프에서 자체 여기의 깜박임이 가능합니다. 위험을 초래하지 않으며 앰프를 끈 후 즉시 켜는 것은 바람직하지 않습니다. 연산 증폭기의 공급 전압 강하를 지연시키기 위해 커패시터 C22의 커패시턴스. 자동화 장치의 C23 및 C32, C33을 2200μF로 높이는 것이 좋습니다. 전원을 켠 후 앰프가 연속 생성 상태에 들어가고 이전에 VT5, VT7에서 XP2 커넥터까지의 캐스케이드 위상 응답 검사를 수행한 결과 긍정적인 결과가 나온 경우 다음 중 하나에 오류가 있을 가능성이 높습니다. 요소 R22 - R25의 설치 또는 등급. R27. R28. C16-C18. 또는 연산 증폭기 DA3에 결함이 있습니다. 안정성 마진이 감소합니다. 또 다른 이유는 교체 후 출력 트랜지스터의 대기 전류가 변경되었기 때문일 수 있습니다. 대기 전류가 감소하면 출력 트랜지스터의 성능이 감소하고 발생하는 위상 변이가 증가합니다. 다른 이유는 거의 없습니다. 참고: 4~10MHz 범위의 주파수 응답 불균일성은 0.7MHz 주파수 값에 비해 -2 .. + 4dB 범위 내에 있어야 하며 위 주파수에서 주파수 응답 증가는 10MHz는 3..3.5dB를 초과해서는 안 됩니다. 생성을 제거한 후 남은 것은 OOS 루프의 안정성 한계를 확인하는 것입니다. 이를 위해 사각 펄스 발생기의 신호가 증폭기 보드의 그룹 S1(그림 1) 핀 13에 공급됩니다. 발생기 신호의 진폭은 5...10V여야 합니다. 동시에 XP2에서 관찰되는 증폭기의 출력 신호의 진폭. 크기는 절반이어야합니다. 펄스 전면에서의 서지의 상대적 크기는 20%를 초과해서는 안 됩니다(저자의 사본에서는 약 8%였습니다 - 그림 20 참조). 가장 중요한 것은 전면 이후의 "울림"이 20시간 반 이내에 완전히 사라져야 한다는 것입니다. 그림 10에 보이는 "선반"의 작은 "잔물결". 도 90은 펄스 발생기가 조립되는 디지털 마이크로 회로의 전원 회로에서의 기생 공진의 결과이다. 상승 또는 하강 시간(정상 상태 값의 70% 및 21% 수준)은 약 XNUMXns여야 합니다(그림 XNUMX 참조).
증폭기 출력의 전면 및 하강 모양은 생성기의 신호가 동일한 전면 및 하강을 갖는 경우 육안으로 완전히 대칭이어야 합니다. 그렇지 않은 경우. 그러면 전압 증폭기(VT5 - VT8, VT13, VT14)의 암 중 하나 또는 출력 리피터에 결함이 있는 요소가 있을 가능성이 높습니다. DA3에도 결함이 있을 수 있습니다. 서지가 20~25%를 초과하거나 서지 이후 "링잉"이 눈에 띄는 경우 커패시터 C46의 커패시턴스를 높이고 과도 과정의 가장 빠른 감쇠에 따라 저항기 R71을 선택해야 합니다. 그런 다음 부하가 걸린 전체 출력 전압 범위에 걸쳐 증폭기의 안정성 여유를 확인하는 것이 좋습니다. 이를 위해 출력 RLC 회로 (L1.L2.R118-R121.C77.C78)와 공칭 저항이 0.8인 활성 부하가 HRZ에 연결됩니다. 그런 다음 연결된 로드를 통해 XP2의 임시 프로세스 유형을 확인합니다. 다음으로, 증폭기 입력과 공통 와이어 사이의 단락이 제거되고 정현파 신호 발생기의 저주파(100...200Hz) 신호가 증폭기 입력에 공급됩니다. 이 경우 구형파 발생기는 여전히 S1에 연결되어 있어야 합니다. 정현파 신호의 진폭을 증가시킴으로써 XP2의 과도 프로세스는 제한 임계값까지 다양한 순간 출력 전압에서 관찰됩니다. 출력 전압이 제한 임계값에 접근할 때 직사각형 펄스의 과도 프로세스 중에 오버슈트 및 "링잉"이 과도하게 증가하지 않으면 ± 40V 정류기 회로의 안전 저항기를 닫고 최대 전력에서 테스트를 반복할 수 있습니다. . 출력 필터 보드가 연결되는 케이블의 길이는 0,4m를 초과하지 않아야 하며, 마지막으로 부하를 분리하고 부하가 없는 과도 특성을 확인할 수 있습니다. UMZCH(대부분의 다른 광대역 증폭기에서와 마찬가지로)에서 오버슈트 없이 과도 프로세스를 얻기 위해 위상 여유를 80~90'으로 늘리는 것은 비실용적입니다. 동시에, 환경 피드백 시스템의 작동 범위, 특히 작동 주파수 범위의 상한에서 달성 가능한 깊이가 여러 번 좁아집니다. 이러한 결정은 일반적으로 앰프가 복잡한 부하에서 작동할 때 안정성을 보장해야 한다는 이유로 정당화됩니다. 그러나 아시다시피 단두대가 두통에 대한 유일하거나 최선의 치료법은 아닙니다. 저자의 의견에 따르면 출력 필터의 여러 요소는 OOS 대역폭을 몇 배나 확장할 수 있는 기회를 얻기 위해 지불하는 비용이 그리 비싸지 않습니다. 마지막 조정 단계는 소프트 제한 임계값을 설정하는 것입니다. 임계값을 설정하기 전에 C52에서 점퍼를 제거하고 +OS 핀(보드의 저항 R40과 R41 사이)을 XP2 핀에 연결하는 FBH에 연결해야 합니다. 커넥터에 점퍼를 유지합니다. 앰프 출력에 출력 필터와 정격 부하를 연결하는 것이 유용합니다. 소프트 제한 임계값을 조정하는 가장 편리한 방법은 더 큰 값(예: 16kOhm)의 저항 R17 및 R75을 설치하는 것입니다. 그런 다음 저항이 0,2...1 MOhm인 저항을 병렬로 연결하여 전력 증폭기 자체의 제한에 대한 입력(DA2 출력의 신호 모양에 따라 결정됨)이 입력일 때만 발생하는지 확인합니다. 2~3배의 과부하가 걸립니다(소프트 리미터가 없는 상황과 비교). 에도 불구하고. 제한 임계값은 출력단 공급 전압 값을 모니터링하므로 보상이 이상적이지 않으므로 리미터를 정격 공급 전압에서 조정하고 정격 부하에 연결해야 합니다. 저항 R16은 (증폭기 출력에서) 음의 반파의 제한 임계값을 담당하고 R17은 양의 반파를 담당합니다. 출력단의 공급 전압이 ±30V를 초과하는 경우 OBR 보호 임계값을 보다 정확하게 설정하는 것이 좋습니다. 이를 위해 저항 R114 및 R117은 부하 없이 유휴 상태에서 증폭기의 최대 출력 전압에서 보호 기능이 작동하는 것보다 12~15% 더 높게 설정됩니다. 앰프를 조립하고 튜닝한 후에는 그 특성을 결정하려는 자연스러운 욕구가 있습니다. 전력 측정. 주파수 응답 변속비는 일반적으로 문제를 일으키지 않습니다. 잡음을 측정할 때는 더욱 주의해야 합니다. 대역폭이 매우 넓기 때문에 전력 증폭기는 라디오 방송국의 간섭을 최대 HF 범위까지 증폭시킵니다. 따라서 노이즈를 측정할 때에는 전압계에 공급되는 신호 대역폭을 제한할 필요가 있습니다. 이를 수행하는 가장 쉬운 방법은 1.57차 수동 필터를 사용하는 것입니다. 이러한 필터의 잡음 대역은 통과 대역보다 22배 넓으므로 25~14kHz 대역에서 잡음을 측정하려는 경우에 적합합니다. RC 회로의 차단 주파수는 16~XNUMXkHz로 선택해야 합니다. 소음을 측정할 때 또 다른 문제는 주 주파수와의 간섭입니다. 이를 필터링하는 가장 쉬운 방법은 차단 주파수가 1kHz인 고역 통과 필터를 사용하는 것이지만 어떤 경우에도 올바르게 연결하고 증폭기를 차폐해야 합니다. 공통 와이어의 폐쇄 회로가 나타나는 것을 방지하기 위해 모든 전원 공급 장치는 절연되어 증폭기 보드에만 연결되며 보드에서는 신호 회로와 전원 회로의 공통 도체가 분리됩니다. 연결 지점에는 증폭기 보드의 공통 와이어를 케이스에 연결하는 와이어(단면적 0.75mm2 이상)를 납땜하기 위한 구멍이 있으며 이 구멍은 R65와 R69 사이에 있습니다. 증폭기 하우징에 대한 모든 회로(변압기 스크린 제외)의 연결은 가장 낮은 수준의 간섭을 위해 실험적으로 선택된 한 장소에서 수행됩니다. 예를 들어, 잡음 전압은 실제 RMS 밀리볼트계를 사용하여 측정해야 합니다. VZ-57. 기존 밀리볼트계를 사용하는 경우 결과를 수정해야 합니다. 이는 소음을 12~15% 과소평가합니다. 저자의 증폭기 레이아웃에서 닫힌 입력이 있는 1~22kHz 대역의 출력 잡음은 차폐 없이도 80~100μV를 초과하지 않습니다. 가장 큰 어려움은 증폭기에 의해 발생하는 비선형 및 상호 변조 왜곡을 측정하는 데서 발생합니다. 이것은 이것과 관련이 있습니다. 이는 네거티브 피드백이 적용되기 전에도(1~2% 이하) 증폭기의 낮은 왜곡과 85dB를 초과하는 전체 오디오 주파수 범위의 네거티브 피드백 깊이 덕분입니다. 왜곡의 주요 원인은 수동 부품의 불완전성, 푸시풀 출력 단계의 간섭 및 DA1의 입력 필터에 의해 발생하는 왜곡입니다. 수 킬로헤르츠 이상의 주파수에서는 "소프트"에서 다이오드 VD9 - VDI4 커패시턴스의 비선형성 ” 리미터 회로가 기여하기 시작합니다. 취해진 모든 조치를 고려합니다. 결과적으로 작동 증폭기의 왜곡은 0.002%를 초과하지 않습니다. 이는 대부분의 측정 장비의 측정 한계보다 낮으며 대부분의 발생기의 왜곡 및 소음보다 적습니다. 대부분의 스펙트럼 분석기의 동적 범위도 90dB를 초과하지 않습니다. 또는 0.003%. 따라서 표준 수단을 사용하여 이러한 증폭기의 비선형 및 상호 변조 왜곡을 직접 측정하는 것은 사실상 불가능합니다. 이러한 상황에서 일반적으로 받아들여지는 해결책은 발전기 테스트에 사용되는 것과 유사한 기술을 사용하는 것입니다. 테스트 대상 장치 출력의 기본 주파수 신호는 노치 필터에 의해 감쇠되고 스펙트럼 분석기는 광대역 잡음에서 고조파 및 조합 성분을 추출하는 데 사용됩니다. 그러나 이는 노치 필터가 피시험 장치의 특성에 미치는 영향과 관련된 문제를 제기합니다. 일반 OOS 없이도 출력 임피던스가 낮고 선형인 UMZCH와 입력 임피던스가 높은 필터의 경우 인증된 장치(예: GZ-118 생성기 키트의 필터)를 사용할 때 ), 이 영향은 무시될 수 있습니다. 다음으로 측정을 위해서는 스펙트럼 분석기가 필요합니다. PC의 광범위한 사용으로 인해. 사운드 카드가 장착되어 있지만 주의가 부족한 많은 저자는 소프트웨어 스펙트럼 분석기(SpectraLab 등) 사용을 권장합니다. 이는 사운드 카드 ADC의 주파수 범위가 22kHz를 초과하지 않는다는 사실을 무시합니다. 저것들. 11kHz 이상의 신호 주파수에서는 두 번째 고조파도 보드의 대역폭을 초과합니다. 왜곡을 신속하게 평가하려면 다음과 같이 진행할 수 있습니다. 차단 주파수가 200~250kHz인 저역 통과 필터와 생성기 키트에 포함된 사전 구성된 노치 필터가 UMZCH의 출력에 연결됩니다. 그런 다음, 예를 들어 비선형 왜곡이 낮은 생성기의 신호가 증폭기의 입력에 공급됩니다. GZ-118 또는 GS-50(0.0002kHz에서 10%) 및 노치 필터 출력의 신호는 매우 민감한 오실로스코프로 관찰됩니다. 왜곡 제품을 볼 수 있도록 노이즈 레벨을 낮추려면 저역 통과 필터가 필요합니다. 그럼에도 불구하고 저자의 사본에서 왜곡 생성물은 20kHz의 주파수에서도 "소프트" 리미터 작동이 시작될 때까지 배경 잡음과 구별할 수 없는 것으로 나타났습니다. 질문에 대한 답변 1. 증폭기의 복잡성 증가의 원인은 무엇입니까? 이 전력 증폭기는 입력 필터, 소프트 제한, 소프트 스타트, 보호 및 표시 장치 등 거의 모든 추가 구성 요소를 사용합니다. 이 접근 방식은 전문 앰프에 일반적입니다. 2. 프로토타입으로 사용된 디자인은 무엇입니까? 이 UMZCH의 프로토타입(당시 다른 인기 디자인도 포함)은 증폭기로, 이에 대한 설명은 "Radio. Fernsehen, Elektronik" 잡지(Wiederhold M. "Neuartige Konzeption fur einen Hi-Fi Leistungverstrker"). 그림에서. 14은 기능 다이어그램을 보여줍니다. 연산 증폭기는 전치 증폭기로 사용됩니다. 그 다음에는 트랜지스터 VT1977의 이미 터 팔로워와 트랜지스터 VT1, VT2 (OB 회로에 따라 연결됨)으로 구성된 증폭기가 있습니다. 이 UMZCH의 단점은 출력단의 대기 전류를 설정하기 위해 비선형 다이오드 저항 회로를 사용하고 "단계"(μA1 - K3UD709의 아날로그)가 발생하는 연산 증폭기를 사용한다는 점입니다. 게다가 이 증폭기의 주파수 보정은 최적이 아닙니다.
V. Kletsov(“왜곡이 낮은 저주파 증폭기” - Radio. 1983. No. 7. pp. 51 - 53)가 설명한 유사한 캐스코드 증폭기 구조를 가진 또 다른 UMZCH는 op- 신호 회로의 앰프(그림 2)와 레벨 매칭을 위한 제너 다이오드 VD1의 모습. 간단한 차동 캐스케이드를 사용하고 비대칭 신호 픽업을 사용하는 경우에도 +Upit1 전원 공급 장치 회로의 강력한 영향을 받았습니다. 여기서는 알려진 더 복잡한 회로를 사용하는 개별 입력단을 사용하는 것이 타당할 수 있으며 흥미로운 결과를 가져올 수 있다는 점에 유의해야 합니다.
다음은 N. Sukhov가 "고충실도의 UMZCH"라고 불러야 합니다(Radio, 1989. No. 6. pp. 55 - 57: No. 7. pp. 57-61). 이 PA의 블록 다이어그램은 그림 3에 나와 있습니다. 삼.
비교적 선형적인 연산 증폭기를 사용하면 기존 회로 솔루션을 사용하여 만든 설계에 비해 왜곡 수준(적어도 낮은 주파수에서)이 최소한 한 자릿수만큼 감소했습니다. 동시에 본질적으로 유용한 PA의 직류 OOS 회로에 있는 연산 증폭기의 적분기는 연산 증폭기 DA1의 밸런싱 회로 단자 중 하나에 연결되어 위반을 초래합니다. 입력 단계의 대칭성. VT7 트랜지스터의 바이어스 회로에 1개의 다이오드 대신 XNUMX개의 다이오드를 사용하면(그림 XNUMX의 프로토타입과 같이) 캐스코드 증폭기의 비선형성이 증가하고 전압 증폭기 트랜지스터가 준전압 회로에 들어가는 것을 방지하는 조치가 부족합니다. 포화 모드에서는 주파수 보정이 "나팔을 불게" 되었습니다. 결과적으로 이 UMZCH의 동적 특성은 잠재적으로 가능하지 않은 것으로 나타났습니다. 이 증폭기의 흥미로운 구성 요소는 이전에 주로 측정 장비에 사용되었던 부하 회로의 연결 와이어 저항 보상기였습니다. N. Sukhov의 증폭기(그리고 S. Ageev의 증폭기)는 P. Zuev가 제안한 성공적인 회로 솔루션을 사용했습니다(“다중 루프 OOS가 있는 증폭기” - Radio. 1984. No. 11. pp. 29 - 32). 42, 43쪽). 이는 트랜지스터 VT3 - VT6, VT15(그림 3)에서 수행되는 전류 과부하(특히 통과 전류가 발생할 때)에 대한 효과적인 "트리거" 보호입니다. 대역 외 간섭에 대한 증폭기의 노출을 제한하는 입력 필터가 있습니다. S. Ageev의 설계를 제외하고 위 설계 중 어느 설계에도 출력 트랜지스터의 안전 작동 영역(ROA)을 고려한 보호 기능이 없습니다. 실제 부하에서 작동할 때 이러한 설계의 출력 트랜지스터 작동 지점의 궤적이 OBR의 한계를 훨씬 뛰어넘기 때문에 이는 중요합니다. 이는 신뢰성을 급격히 감소시킵니다. S. Ageev의 UMZCH 블록 다이어그램은 "Radio", 1999, No. 10에 나와 있습니다. 16. 한 가지 수정 사항 - 블록 다이어그램의 상단 트랜지스터 VT6을 VT8로 지정해야 합니다. 실제 부하로 작동할 때 증폭기의 실제 특성과 "동작"은 회로의 "사소한 것", 주파수 보정 및 설계 구현의 정교함 정도에 따라 결정됩니다. 따라서 전압 증폭기의 선형성의 급격한 증가는 회로의 대칭성과 공급 전압의 증가에 의해 보장됩니다. 출력단의 별도 전원 공급 장치는 전압 활용도를 크게 향상시키고, 달성 가능한 출력 전력을 높이며, 출력 트랜지스터의 작동을 용이하게 합니다. 각 출력 트랜지스터에 흐르는 최대 전류를 줄이면 전류 이득의 급격한 감소(KT21 및 KT818의 베이스 전류 전달 계수 h819e 감소는 1A 이상의 콜렉터 전류에서 시작됨)를 방지하고 선형성을 유지할 수 있습니다. 출력 단계. 증폭기의 주파수 보정 분포는 최적에 가깝기 때문에 동적 특성을 몇 배로 향상할 수 있었고, 오디오 범위의 더 높은 주파수에서 피드백 깊이는 최고의 프로토타입에 비해 두 배 더 향상되었습니다. . 초기 바이어스 소스를 수정함으로써 증폭기의 열 안정성이 보장됩니다. RF 신호 감지 효과의 억제는 구조의 균형을 맞추고 보정 커패시터와 직렬로 저항기를 도입하고 출력단 트랜지스터의 베이스 사이에 커패시터를 도입하여 동적 균형을 보장함으로써 달성됩니다. 또한 증폭기는 출력에서 특별히 설계된 RLC 회로와 OBR을 고려한 보호 장치를 사용합니다. 연산 증폭기는 반전 연결에 사용됩니다. 증폭기의 설계는 매우 복잡하기는 하지만 출력단의 위상 변이와 스퓨리어스 방사를 최소화하는 작업을 완벽하게 충족합니다. OOS 없이 원래의 선형성을 높이고 속도 특성을 개선하며 광대역 OOS는 항상 증폭기를 향상시키며 "청각" 검사를 통해 이를 확인합니다. 3. 노드 및 증폭기 보드의 전체 상호 연결 다이어그램을 게시합니다. 증폭기 상호 연결의 전체 다이어그램이 그림 4에 나와 있습니다. XNUMX. 4. 매개변수를 저하시키지 않고 증폭기의 출력 전력을 줄이고 단순화하는 방법은 무엇입니까? 60Ω 부하에서 증폭기 전력을 80...4W로 줄이려면 출력단의 트랜지스터 수를 줄이고 출력단의 공급 전압을 ±28...±로 줄이는 것으로 충분합니다. 30V 및 전압 증폭기의 공급 전압 - 그에 따라 ±40... ±43V. 국내 트랜지스터의 경우 최적의 출력 단계는 5~6개입니다. 인덱스 V. G 또는 818 - 819개가 있는 KT2-KT3 최종단 어깨당 KT8101-KT8102, 4개 두 번째 단계에서는 암당 KT639(인덱스 D, E 포함) - KT961(인덱스 A. B 포함), 출력 단계의 첫 번째 단계에서는 9115개의 KT602(인덱스 A. B 포함) 및 KT6B(또는 XNUMXM) . 이미터 회로 KT818-KT819의 저항기 - 저항 0.6...0,7 Ohm(병렬로 1,2개, 각각 1,5...90 Ohm), 트랜지스터당 정지 전류 100...8101 mA, KT8102 - KT0.3 - 0.4. ...1Ω(병렬 1.2개, 각각 200...XNUMXΩ), 대기 전류는 트랜지스터당 약 XNUMXmA입니다. 대기 전류 KT639-KT961 - 각각 65...70 mA (R82 - R855 - 저항 18...22 Ohms), 대기 전류 KT9115/KT602 - 각각 15 mA (R76. R77 - 180...200 Ohms 없음). 이미 터 VT16-VT19의 다이오드 ( "Radio". 2000. No. 4 참조) - 모든 인덱스가있는 KD521, KD522, KD510. S. Ageev의 기사에서 이미 언급한 바와 같이 가능하다면 수입 트랜지스터를 사용하는 것이 좋습니다("Radio", 2000, No. 5, p. 23 참조). 저자는 KT9115 대신 2SA1380 트랜지스터를 권장합니다. KT969를 KT602BM 또는 2SC3502로 교체해야 합니다. 60...80 V의 전원 공급 장치를 갖춘 28...31 W 옵션의 경우, 출력 단계의 첫 번째 단계에 대기 전류가 약 20 mA인 한 쌍의 트랜지스터(정격 R76 - 130-150 Ohms) ) 두 번째 단계에서는 2개이면 충분합니다. 암 2SB649 및 2SD669 또는 2SA1249 및 2SC3117의 대기 전류는 80~90mA(공칭 R82, R83 - 13 - 15Ω)입니다. 출력에서 저항이 2 ... 1216 Ohms이고 대기 전류가 약 2mA인 이미터에 저항이 있는 한 쌍의 2922SA0,2/0,25SC200로 충분하지만 두 쌍을 설치하는 것이 더 낫습니다(그러나 더 비쌉니다). 2Ω 저항을 갖춘 1215SA2 및 2921SC0,3. 쌍당 약 120mA의 대기 전류를 사용합니다. 공급 전압 필터 커패시터 28...30 V - 6개 각 암의 용량은 4700V에서 35uF입니다. 정류기 다이오드 - 문자 인덱스가 있는 KD213. PA 보드를 직접 배선하는 경우 전원 회로의 기생 인덕턴스와 강력한 출력단의 공통 와이어를 최소화하는 데 특별한 주의가 필요합니다.
5. 증폭기의 주파수 응답 및 위상 응답은 무엇입니까? PA 자체(필터 없이)의 주파수 응답은 직류에서 3.5~4MHz(-ZdB 레벨에서)까지 확장됩니다. OOS 동작 대역은 OOS 저항기와 병렬로 연결된 부스팅 커패시터의 작용으로 인해 다소 넓어졌습니다. 오디오 주파수 대역에서 PA의 위상 변이는 몇 분의 XNUMX도에 불과합니다. 6. "구식" OS를 사용하는 이유는 무엇입니까? 문제는입니다. 그 특성에 따라 KR140UD1101 연산 증폭기는 다른 것보다 UMZCH에 사용하기에 훨씬 더 적합합니다. 첫째, 이 연산 증폭기의 주파수 응답에는 추가적인 극-영점 쌍이 있어 대역당 이득의 유효 곱을 극적으로 증가시킬 수 있습니다. 완전히 보정된 증폭기에서 그 값은 50kHz의 주파수에서 약 103x100이고 단위 이득 주파수는 약 15MHz입니다. 이 연산 증폭기의 다른 요소에 의해 발생한 오류를 수정하는 능력이 크게 향상되는 것은 바로 이러한 상황(표준 단극 수정보다 루프 이득이 XNUMX배 더 높음)입니다. 둘째, 연산 증폭기가 제한을 종료하는 시간은 200ns를 초과하지 않습니다. 특히 과부하 시 UMZCH의 여기를 방지합니다. 또 다른 장점은 공급 전압의 탁월한 활용입니다. 또한 낮은 입력 전류 및 커패시턴스(2pF 미만), 높은 DC 이득, 넓은 주파수 대역에 걸친 매우 높은 선형성도 중요합니다. LM318(KR140UD1101) 전송 특성의 상당한(다른 연산 증폭기와 비교하여) 비선형성 또는 비대칭성에 대해 때때로 접하게 되는 진술은 실험적 확인을 찾지 못합니다. 반대로, 깊은 로컬 피드백과 상대적으로 큰 대기 전류 덕분에 피드백 없이 이 연산 증폭기의 본질적인 왜곡이 발생합니다. 특히 RF 또는 부하가 있는 경우 대부분의 범용 연산 증폭기보다 낮습니다. 반전 연결에서 최대 상승 및 하강 속도의 비대칭성(일반적으로 75V/μs 초과)은 15%를 초과하지 않습니다. 또한 과도 프로세스는 50~60V/μs(최대값의 65~75%)의 상승 및 하강 속도까지 형태와 대칭성을 유지합니다. 후자의 특성은 일반적이지 않으며 높은 동적 선형성을 나타냅니다. 140kHz의 주파수에서 KR1101UD1에 대한 EMF 잡음의 스펙트럼 밀도는 다음과 같습니다. 13..16 nVDTz에서는 플리커 노이즈가 약하게 표현됩니다(차단 주파수 약 100Hz). 중간 주파수의 스펙트럼 잡음 전류 밀도는 0.4pA/uTz를 초과하지 않습니다. 이를 통해 OOS 회로에서 상대적으로 높은 저항 저항을 사용할 수 있습니다. 여러 저자가 권장하는 K574UD1은 입력 선형성 범위(0.5~0.6V 대 0,8V)와 단위 이득 모드의 대역폭(5~6MHz 대 16~18MHz) 등 모든 측면에서 열등합니다. )을 정적 특성(오프셋 전압, 드리프트 등)에 적용합니다. EMF 잡음 uK574UD1(14kHz에서 20~1nVD'Hz)의 스펙트럼 밀도는 기껏해야 동일합니다. KR140UD1101처럼요. 슬루율 및 단위 이득 주파수(50V/μs 및 10MHz)는 K574UD1의 경우 수정되지 않은 연결로 제공되지만 전송 계수는 최소 5로 안정적입니다(사양에 따라). 일반적인 LF357(KR140UD23)보다 나을 것이 없습니다. 단위 이득에 대해 보정된 경우 K574UD1은 5~6MHz 이하의 최소 안정성 여유와 약 25V/μs의 슬루율을 갖습니다. K574UD1을 사용하는 경우 전체적으로 UMZCH에 대한 피드백 루프의 단위 이득 주파수는 도입된 HF에서 상대적으로 큰 위상 편이(즉, 신호 지연)로 인해 2,5...3MHz보다 높을 수 없습니다. 연산 증폭기에 의해. 따라서 K574UD1을 사용할 때 수십 킬로헤르츠 주파수의 피드백 깊이는 KR140UD1101보다 크기가 한 단계 작고 그에 따라 일반적으로 왜곡 및 UMZCH보다 높습니다. 최신 외국 연산 증폭기 중에는 특정 매개변수에서 KR140UD1101(LM318)보다 우수한 제품이 많이 있습니다. 그러나 전체 매개변수 범위에 걸쳐 눈에 띄게 더 나은 매개변수는 아직 없기 때문에 아무도 LM318의 해외 생산을 중단하지 않는 것입니다. 현존하는 최고의 연산 증폭기에 관해서. 가격과 희소성에도 불구하고 저자는 DA1 및 DA4로 LT1468 또는 HA5221을 권장합니다. DA3 - AD842와 같습니다. 그러나 AD842를 사용하는 경우 UMZCH 보정 회로를 크게 변경해야 합니다. 그건 그렇고, 최고의 수입 트랜지스터와 함께 AD842를 사용할 때 OOS 깊이의 이득은 6...8dB를 초과하지 않습니다. UMZCH의 주파수 특성 측면에서 이득은 30~40%입니다. 이것은 꽤 많은 부분이며 가장 중요한 것은 이러한 개선 사항이 귀에 거의 보이지 않는다는 것입니다. 7. 앰프에 국산 출력 트랜지스터를 사용하는 반면 매개변수 측면에서는 수입 트랜지스터가 더 나은 이유는 무엇입니까? 저자는 증폭기에 사용되는 반도체 장치의 접근성 조건부터 진행했습니다. 실제로 사용되는 국내 트랜지스터의 단점은 특히 증폭기 전력의 제한과 신뢰성 보장을 위해 많은 수의 트랜지스터를 병렬 연결해야 한다는 점에서 드러납니다. 그런데 가장 약한 요소는 출력이 아니라 사전 출력 트랜지스터(KT639E)입니다. 그러나 저자에 따르면. 집에서 복잡한 앰프 부하를 사용하는 100W의 왜곡되지 않은 전력이면 충분합니다. 게다가 대부분의 도로와 수입 앰프도 이를 지원하지 않습니다. 예를 들어 "Symphonic Line RG-9 Mk3" 모델($2990)이 있습니다. 잡지 "Audio Store"에 따르면) 외국 언론에서 매우 좋은 평가를 받았으며, 300Ω 부하에서 8W의 공표 전력을, 50Hz 주파수의 톤 신호에서 실제로 왜곡 없이 전달됩니다( K - 0.1% 이하) 순수 활성 저항 70Ω에서 8W를 초과하지 않는 전력, 95Ω에서 약 4W, 복잡한 부하에서는 훨씬 더 적습니다. 따라서 초선형 UMZCH의 전력을 줄이려면 전원 공급 장치의 정격 전압을 줄이는 동시에 출력 단계의 트랜지스터 수를 줄이는 것이 좋습니다. 특별히 수행된 연구에 따르면 120개의 국내 트랜지스터를 병렬로 연결한 출력단은 기존 최고의 수입 트랜지스터를 사용하는 2W 버전의 출력단에 비해 왜곡이 열등하지 않습니다. 첫 번째 단계에서는 1380SA2 및 3502SC2, 암당 649개 2SB669 그리고 2SD1215. 출력은 2SA2921 및 2000SC6입니다. 그것도 어깨당 XNUMX개씩. 또한 더 많은 수의 출력 트랜지스터를 사용하는 옵션은 암의 "부드러운" 스위칭을 제공하는 동시에 "스위칭" 왜곡이 전혀 없는 것으로 관찰되었습니다. 속도 특성과 관련하여 오실로그램은 증폭기의 탁월한 동적 선형성을 보여줍니다(Radio, XNUMX. No. XNUMX 기사 참조). 국내의 강력한 트랜지스터를 사용하여 UMZCH 장치에서 특별히 촬영되었습니다. 물론 수입된 트랜지스터를 사용하면 증폭기 설치의 복잡성이 줄어들고 보정 회로의 변경과 함께 속도 특성이 30~40% 향상된다는 점에 유의해야 합니다. 그러나 이는 실제로 음질에 영향을 미치지 않습니다. 8. 트랜지스터 KT819G 베이스의 전류 전달 계수를 측정할 때 값 h21e = 400을 얻었고 KT818G의 경우 - 200을 얻었습니다. 이것이 그들에게 너무 많은가요? 예, 그건 너무해요. 21mA 전류에서 h100e = 160...100 값은 여전히 허용되지만 21개 이상이면 바람직하지 않습니다. 불행히도 h500e가 1까지인 트랜지스터가 있습니다. 이는 매우 신뢰할 수 없으며 818A 이상의 콜렉터 전류에서도 기본 전류 전달 계수가 눈에 띄게 감소합니다. 나중에 생산되는 트랜지스터 KT819G 및 KT1997G를 사용하는 것이 좋습니다. XNUMX년 중반보다 - 일반적으로 매개변수가 더 좋습니다. 9. 8101SA8102, 2SC1215 기사에 언급된 아날로그와 같이 출력단에서 KT2 및 KT2921 시리즈의 트랜지스터를 사용할 수 있습니까? 문제는. 시장에서 구입한 이러한 유형의 트랜지스터 중에는 OBR을 포함하여 많은 결함이 있습니다. 전기적 매개변수를 사용하면 접합부의 상당한 커패시턴스(KT818의 두 배)로 인해 암당 819~XNUMX개 이하의 출력 스테이지에 이러한 트랜지스터를 설치할 수 있습니다. KTXNUMX. 트랜지스터의 품질이 좋으면 증폭기에 사용하는 것이 허용됩니다. 10. UMZCH에서 고가의 트랜지스터 KT632B 및 KT638A를 사용하는 이유는 무엇입니까? 첫째, 저렴한 버전도 판매 가능하지만 "플라스틱*(예: KT638A1)으로 제공됩니다. 둘째, 기사 작성자에 따르면 이는 공급 전압이 ±40V 이상인 증폭기에 적합한 유일한 보완 가정용 트랜지스터입니다. 그런데 출력 특성의 선형성이 매우 높고 콜렉터의 체적 저항이 작습니다. 수입 트랜지스터 2N5401 및 2N5551은 이 점에서 다소 나쁘지만 사용할 수 있습니다 (핀아웃의 차이를 고려) ).트랜지스터 KT6116A 및 KT6117A를 대체품으로 권장할 수 있습니다. 11. 전원 회로에 고용량 산화물 커패시터(각각 15000uF)를 사용하여 PA 보드 옆에 설치하는 경우 증폭기를 변경해야 합니까? 이 경우 보드에 산화물 "고주파" 커패시터(예: 6V에서 10μF 용량의 K73-17 4,7-63개) 대신 댐핑 RC 체인 1000개를 설치해야 합니다. 2200V에서 총 용량이 63-1uF인 0.5개의 병렬 연결된 산화물 커패시터와 전원 전선과의 공진을 억제하기 위해 저항이 71Ω 46W인 직렬 저항기(꼬여 있어야 함). 주의 사항: 이 증폭기가 제공하는 속도와 전류로 인해 중요한 설계 변경은 과도 응답을 최적화하기 위해 수정 회로(RXNUMX, CXNUMX)를 다시 조정해야 합니다. 12. 변압기 T2의 XNUMX차 권선의 전압과 전류를 지정합니다. 전력 변압기 권선의 전류는 피크 또는 등가 정현파로 간주될 수 있습니다. 용량성 필터가 있는 정류기에서 작동하는 변압기를 계산할 때 피크 전류를 고려해야 합니다. 피크 전류가 권선의 전압 강하를 결정하기 때문입니다. 제조업체는 일반적으로 최대 값이 훨씬 낮은 저항성 부하가 있는 전류를 염두에 두고 있습니다. 따라서 산업용 변압기의 경우 동일한 전력에서 권선 저항이 과대평가됩니다. 이러한 이유로 기사에서는 전류가 아닌 권선 저항 값을 제시했습니다. 전력 변압기의 다른 설계 옵션에서는 와이어의 예상 길이와 단면을 기반으로 권선 저항을 매우 정확하게 결정할 수 있습니다. 출력단의 공급 전압이 32V인 증폭기 버전의 경우 권선의 개방 회로 전압은 23~24V rms여야 하며, 펄스 단위의 7차 권선의 최대 전류(증폭기 출력 전류 포함) 20Hz 주파수에서 32A)는 37...2A입니다. 이 경우 부하 시 전압 감소는 3...XNUMXV를 초과해서는 안 됩니다. 나머지 권선에 대한 요구 사항은 문서에 명시되어 있습니다. 13. 출력 전력을 높이기 위해 브리지 회로 모드에서 앰프를 켜는 기능은 무엇입니까? 두 앰프를 연결할 때 다음과 같이 변경하는 것이 좋습니다. 먼저, 그림 40에 표시된 대로 ±1V 전원 공급 장치와 두 증폭기의 공통 와이어를 단면적이 각각 2mm1 이상인 1개의 단단히 꼬인 와이어 묶음으로 결합해야 합니다. XNUMX. 도체의 특별한 배열로 인해 연결의 기생 인덕턴스가 최소화됩니다. 강력한 전원 공급 장치 회로를 결합하면 신호의 각 반파장을 증폭하면서 전원 공급 장치의 양쪽 절반을 사용하여 필터 커패시터의 유효 정전 용량을 두 배로 늘리고 정류기의 등가 저항을 줄일 수 있습니다. 필요한 조건은 정류기 간의 균등화 전류와 공통 와이어의 보상 전류를 제거하기 위해 TXNUMX 전력 변압기의 XNUMX차 권선이 각 채널마다 분리되어 있다는 것입니다(하나의 와이어 하니스로 권선을 권선하는 것이 더 좋음). 마구.
둘째, 출력단의 공급 전압을 ±40V에서 ±32V로 줄여야 합니다. 이렇게 하면 트랜지스터의 작동 조건이 쉬워지고 OBR을 방해하지 않고 4Ω 부하에 대한 브리지 연결에서 작동할 수 있습니다. 또한 전압이 낮을수록 더 큰 용량(동일한 치수)의 작동 전압 35V를 갖는 커패시터를 사용할 수 있습니다. 셋째, 연산 증폭기 DA4 및 이와 관련된 회로를 제외합니다. 14. 앰프의 입력 필터가 제대로 작동하려면 소스 임피던스가 얼마나 낮아야 합니까? 이 증폭기의 프로토타입에는 밸런스 입력이 있는 추가 스테이지가 있었으며 낮은 임피던스 신호 소스가 필요하지 않았습니다. 그러나 이러한 캐스케이드가 없더라도 신호 소스의 출력 저항이 3kOhm 미만인 경우 입력 필터의 주파수 응답 변화는 매우 미미합니다. 15. 사운드 재생 품질을 잃지 않고 밸런스 앰프 입력을 만드는 방법은 무엇입니까? 균형 입력이 있는 캐스케이드 회로의 변형이 그림에 나와 있습니다. 2.
KR140UD1101 또는 LM318과 비교. 다이어그램에 표시된 것처럼 RF 간섭이 있는 실제 조건에서 오디오 애호가들 사이에서 인기 있는 연산 증폭기(LT1028, LT1115, AD797. OPA627, OPA637, OPA604. OPA2604 등)를 사용하면 종종 더 나쁜 결과가 나타납니다. . 테스트된 연산 증폭기 중에서 AD842가 가장 잘 작동하지만 이 칩은 현재 단종된 것으로 보입니다. 이 연산 증폭기의 큰 입력 전류로 인해 캐스케이드 저항의 저항을 여러 번 줄여야 합니다. 16. 울트라 리니어 UMZCH를 프리앰프로 추천할 수 있는 것은 무엇입니까? 저자는 어떤 프리앰프를 사용했나요? UMZCH 입력은 WADIA CD 플레이어에 직접 연결하도록 설계되었습니다. 최대 출력 전압은 2V입니다 (그런데 DAT 테이프 레코더도 비슷한 수준을 갖습니다). 신호 레벨은 조정기 기능이 있는 DAC에 의해 설정됩니다(기준 전압을 변경하여 조정이 "디지털"과 "아날로그" 모두 결합됨). XNUMX블록 플레이어에서 디지털 제어 레귤레이터는 가변 저항기에 비해 변조 노이즈가 적습니다. 비교적 일반적인 CD 플레이어 중에서는 SONY XA30ES, XA50ES 및 TEAC-X1 모델을 추천할 수 있습니다. SACD 플레이어 역시 좋은 성능을 입증했습니다. 저자는 프리앰프 대신 리드 릴레이가 있는 간단한 스위치를 사용했습니다. 초선형 UMZCH를 설계할 때 개별 감쇠 기능이 있는 볼륨 컨트롤을 사용하는 것이 좋습니다. 최후의 수단으로 증폭기 입력에 저항이 10kOhm인 가변 저항을 배치할 수 있습니다. 또한 커패시터 C1 뒤에 연결해야 합니다. 입력 고역 통과 필터의 차단 주파수가 됩니다. Cl과 조절기 및 R1의 병렬 활성화에 의해 형성된 볼륨은 낮은 볼륨에서 최소이고 높은 볼륨에서 최대였습니다. 17. 출력 전력(감도)을 일시적으로 낮추려면 어떻게 해야 합니까? "20dB"("조용함") 모드를 도입하려면 가장 쉬운 방법은 입력 회로(RES-49 또는 RES-55, RES-60, RES-80, RES)에 추가 "급냉" 저항기와 릴레이를 도입하는 것입니다. -81, RES-91 등) 이 저항기와 병렬로 연결된 상시 폐쇄 접점이 있습니다. 접점을 열면 레벨이 감소합니다. 접점은 금도금되어 있어야 합니다(릴레이 데이터 시트 확인). 금도금 접점이 있는 다른 리드 릴레이도 작동합니다. 계전기는 리플 수준이 낮은 정전압으로 전원을 공급받아야 합니다. 그렇지 않으면 교류 배경이 발생할 수 있습니다. 18. 광대역 전자 장치에서 대형 산화물 커패시터는 일반적으로 세라믹 커패시터로 바이패스됩니다. 그렇다면 보드에 SMD 커패시터를 제공하는 것이 가치가 있습니까? 특별히 수행된 측정에 따르면 표준 품질의 산화물 커패시터(Samsung, Jamicon 등)가 보드에 완전히 설치된 경우 추가 세라믹 커패시터를 도입해도 최대 20MHz의 주파수 범위에서 전력 버스의 임피던스가 실제로 변경되지 않는 것으로 나타났습니다. , 증폭기의 과도 특성도 변하지 않습니다. 전압이 63V인 SMD 커패시터(표면 실장용)는 드물며 일반적으로 50V입니다. 설치 중에 대형 보드가 변형되어 이러한 커패시터에 균열이 발생할 수 있다는 점을 명심해야 합니다. 문학
저자: S. Ageev, 모스크바
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▪ 기사 공학자 아들이 더 큰 문제를 연구하고 있다고 말한 유명한 물리학자는 누구입니까? 자세한 답변 ▪ 기사 전력 증폭기. XNUMX부. 무선 전자 및 전기 공학 백과사전 ▪ 기사 네트워크 부하 관리 TTL 칩. 무선 전자 및 전기 공학 백과사전
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) 및 과도한(전류) 노이즈는 저항을 통해 전류가 흐를 때 나타나는 저항 변동으로 인해 발생합니다. 오디오 주파수 범위에서 탄소 저항기의 이 잡음 크기는 10μV(전압 강하가 1V인 주파수 XNUMX년당)를 초과할 수 있습니다. 일반적으로 이는 해당 저항기의 열 잡음보다 훨씬 더 높습니다.
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