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라디오 전자 및 전기 공학의 백과사전 일반적인 피드백을 사용하여 증폭기를 설계할 때 발생하는 문제. 무선전자공학 및 전기공학 백과사전
무선 전자 및 전기 공학 백과사전 / 트랜지스터 전력 증폭기 최근에 증폭기에서 네거티브 피드백을 조건부로 "찬성" 또는 "반대"라고 부를 수 있는 주제에 대한 또 다른 논의가 급증했습니다. 불행히도, 이러한 논의는 FOS를 사용한 시스템 작업 및 설계의 "작은 것들"에 대한 명확한 지식 부족을 보여주면서도 합리적인 주장을 거의 포함하지 않습니다. 대부분의 경우 장치가 피드백 사용에 대한 이의 제기를 정당화하기 위해 인용된다는 사실 때문에 상황이 복잡해집니다. 그런 다음 최악의 학교 논리 전통에서 "피드백은 나쁘다!"라는 결론이 도출됩니다. 동시에, FOS의 올바른 사용의 예는 점점 더 드물어지는 것 같고, 아마도 이 문제에 대한 현대 문헌이 사실상 없기 때문일 것입니다. 그렇기 때문에 피드백이 있는 고선형 증폭기 설계의 잘 알려지지 않은 기능에 관한 몇 가지 자료를 게시하는 것이 특히 편리한 것 같습니다. 1927년 Harold Black이 피드백 피드백을 제공하는 증폭기를 발명한 주된 이유는 정확히 한 쌍의 전선을 통해 다채널 전화 통신 시스템에 사용되는 증폭기의 선형성을 증가시켜야 할 필요성 때문이었습니다. 문제는 채널 수가 증가함에 따라 이러한 증폭기의 선형성 요구 사항이 매우 급격히 증가한다는 것입니다. 여기에는 두 가지 이유가 있습니다. 첫 번째는 간섭을 생성하는 가능한 상호 변조 곱의 수가 채널 수에 따라 빠르게(대략 2500차적으로) 증가하고 비선형성 차수에 매우 민감하여 증가에 따라 계승적으로 증가한다는 것입니다(이것이 짧은 고조파 스펙트럼이 필수인 이유입니다). 그러한 증폭기에 대한 요구 사항). 두 번째 이유는 신호 대역폭이 증가함에 따라 케이블 손실도 증가하기 때문에 증폭기를 더 짧은 거리에 배치해야 하고(그리고 주파수 응답을 더 강력하게 조정해야 함) XNUMXkm 경로에서는 증폭기 수가 삼천. 통신 회선의 왜곡 제품이 합산되므로 각 개별 증폭기에 대한 요구 사항은 그에 따라 더욱 엄격해집니다. 이 장비의 등급이 얼마나 높은지 명확히 하기 위해, 10800개 채널을 갖춘 시스템용 증폭기의 통과대역(60MHz) 끝에서 -120을 넘지 않는 126차 상호 변조 왜곡 수준이 있다는 점에 유의하세요. 130dB 및 차이 톤 값은 - 135...-30dB 이하입니다. 고차 상호 변조 왜곡은 훨씬 더 낮습니다. 서비스 수명(XNUMX시간 작동 기준 약 XNUMX년) 동안 XNUMX~XNUMX천(!)개의 앰프가 포함된 경로의 주파수 응답은 주로 케이블 노화로 인해 몇 데시벨 정도만 변경됩니다. 기존 장비의 기준으로 볼 때 이것은 환상적이지만 실제로는 OOS를 능숙하게 사용한 결과일 뿐입니다. 증폭기의 선형성을 높이는 문제 X. Black은 1921년부터 Bell Labs에서 일해 왔습니다. 거의 모든 알려진 왜곡 보정 방법, 특히 소위 직접 연결에 의한 왜곡 보정 및 왜곡을 개발한 사람은 바로 그 사람이었습니다. 절연된 역위상 왜곡 신호와 왜곡된 출력 신호를 합산하여 보상합니다. 물론 이러한 조치는 효과가 있었지만 충분하지 않았습니다. 선형성 문제에 대한 근본적인 해결책은 네거티브 피드백이 있는 증폭기의 발명이었고, 가장 중요한 것은 적절한 이론의 생성 없이는 불가능했던 정확한 실제 구현이었습니다(좋은 이론보다 더 실용적인 것은 없습니다!). 이론 구성의 첫 번째 단계는 Harry Nyquist에 의해 취해졌는데, 그는 개방 루프 시스템의 주파수 응답 및 위상 응답 유형을 기반으로 환경 피드백 루프를 닫기 전에도 안정성을 결정하는 방법을 발견했습니다(Nyquist 호도그래프). 그러나 모든 것이 그렇게 단순하지는 않습니다. OOS 작동 원리의 단순성과 명백함에도 불구하고 OOS를 사용하여 얻을 수 있는 이점을 실제로 얻으려면 안정성 보장에만 국한되지 않는 매우 광범위한 피드백 이론을 만들어야 했습니다. (세대 부족); 그 건설은 네덜란드 출신의 뛰어난 미국 수학자 Hendrik Wade Bode에 의해 1945년에야 실질적으로 완성되었습니다[1]. 문제의 실제 복잡성을 이해하기 위해 모든 문제를 설명하지 않는 OOS 증폭기에 대한 Black의 첫 번째 특허조차도 작은 책의 양인 87페이지에 달합니다. 그건 그렇고, X.Black은 총 347개의 특허를 받았으며 그 중 상당 부분은 특히 OOS를 사용한 증폭기 구현과 관련이 있습니다. 그러한 작품과 비교할 때, 가까운 수준에서도 아무것도 만들지 않았고 종종 Black, Nyquist 및 Bode의 작품을 읽거나 이해한 적도 없는 현대 "전복자"의 모든 주장은 적어도 보입니다. 지나치게 자신감이 넘칩니다. 따라서 문제는 OOS 사용에 관한 것이 아니라(실제로는 항상 존재하지만 항상 명시적인 형식은 아님) 이러한 사용이 적절하고 원하는 결과를 가져오는지 확인하는 것입니다. 그렇다면 피드백이 있는 증폭기의 회로 설계를 설계하고 평가할 때 "교과서에 설명되지 않은" 중 어떤 것에 주의를 기울여야 할까요? 먼저 피드백 시스템의 전달 계수(전달 함수) 공식에서 H(들) = K(들)/[1+β(들)K(들)] 복소수와 함수가 나타납니다.
올바른 결과를 얻으려면 교과서 저자조차도 종종 잊어버리는 복소수 산술 규칙[2]에 따라 계산을 수행해야 합니다. 예를 들어, ±90°, ±270°에 가까운 루프 증폭 위상 각도를 사용하면 원래 증폭기의 진폭 비선형성이 거의 완전히 위상 비선형으로 변환됩니다(즉, |pK|배만큼 감쇠되기는 하지만 기생 위상 변조로 변환). 이 경우 기생 진폭 변조는 실질적으로 사라지고 상호 변조 왜곡의 측정 결과는 스펙트럼 분석기(및 UMZCH의 경우 청각)가 실제로 표시하는 것보다 20~30dB 더 낙관적일 수 있습니다. 불행히도 이것은 대부분의 연산 증폭기와 많은 UMZCH의 상황과 정확히 같습니다. Mark Alexander[3]가 설명한 전류 피드백 증폭기가 좋은 예입니다. 스펙트럼 분석기에 따라 주파수가 14 및 15kHz인 0,01톤 신호에서 이 증폭기의 상호 변조 왜곡(영어 약어 - IMD)의 실제 수준은 약 0,007%이며, 이는 고조파 플롯과 잘 일치합니다. 왜곡 대 주파수(15kHz의 주파수에서 약 7%). 이 증폭기의 상호 변조 왜곡이 표준(진폭 변조만) 방법을 사용하여 측정되면 결과 IMD 값이 훨씬 낮아집니다. 0,0002kHz의 주파수에서는 무시할 수 있는 15%, 0,0015kHz에서는 약 0,005%만 얻습니다. 이는 실제 값(각각 약 0,01 및 4%)보다 훨씬 낮습니다. 이 효과는 Matti Otala[XNUMX]의 패스에서도 언급되었습니다. 다음 포인트 OOS 루프가 열려 있는 상황과 비교하여 OOS가 입력으로 가져오는 왜곡 및 노이즈 제품의 절대값을 줄일 수 없으며 출력 신호 레벨이 두 경우 모두 동일하다는 점을 이해하는 것이 중요합니다. 충분히 높은 주파수에서는 증폭기의 이득이 떨어집니다. 결과적으로 네거티브 피드백이 있는 증폭기의 차 신호가 증가합니다. 따라서 더 높은 주파수 영역에서 입력 및 후속 단계는 필연적으로 비선형성을 나타내기 시작합니다. 왜냐하면 OOS가 있는 증폭기의 차동 신호의 증가는 위상 변이로 인해 입력 값을 거의 두 배로 늘릴 수 있기 때문입니다[5]. . 또한 닫힌 피드백 루프를 사용하면 왜곡의 곱, 특히 출력단의 암을 전환하는 "톱니"와 같은 고차의 곱이 고주파수 입력 신호 및 입력 저역 통과 필터와 유사합니다. 여기서는 도움을 드릴 수 없습니다. 그렇기 때문에 네거티브 피드백을 도입할 때 상호 변조 왜곡 스펙트럼의 치명적인 확장을 방지하기 위해 루프의 감쇠율보다 네거티브 피드백이 없는 왜곡 제품 스펙트럼의 포락선의 더 빠른 감쇠를 보장하는 것이 매우 바람직합니다. 얻다. 불행하게도 이 조건은 거의 알려지지 않았을 뿐만 아니라(Bode는 그것이 명백하다는 점을 고려하여 암시할 뿐임) 극히 드물게 충족됩니다. 같은 이유로, 안정성을 위해 도입된 주파수 보정은 단위 이득 주파수까지 전체 주파수 범위에 걸쳐 증폭기의 선형성 저하로 이어져서는 안 됩니다. 이를 달성하는 가장 확실한 방법은 M. Otala의 유명한 증폭기(그림 1)에서 수행된 것처럼 입력 신호의 크기를 직접 줄이는 방식으로 보정을 수행하는 것입니다. 여기에 사용된 R6C1 체인에 의한 입력에서 차동 신호의 "소광"은 차동 강제 계단식 이미터 회로에 존재함에도 불구하고 궁극적으로 연산 증폭기 유형의 템플릿 주파수 보정 회로보다 훨씬 더 나은 결과를 제공합니다. 동적 비선형성을 크게 증가시키는 커패시터 C2, C4 C6.
전술한 내용은 주파수 응답의 주요 강하가 형성되는 단계 이전의 단계에서 큰 선형성 마진의 바람직함을 설명합니다. 피드백이 있는 증폭기에서 이것은 무엇보다도 왜곡 제품의 스펙트럼이 크게 확장되는 것을 방지하기 위해 필요합니다. . 입력단의 선형성을 높이기 위해 전계 효과 트랜지스터를 사용하는 것이 권장되는 경우가 많지만, 이 권장 사항은 차단 전압이 높은(5V 이상) 개별 전계 효과 트랜지스터를 사용할 때만 의미가 있습니다. ) 적절한 모드를 설정합니다(초기 전류의 약 절반이지만 이러한 단계의 증폭은 작습니다). 로컬 피드백을 도입한 바이폴라 트랜지스터 기반 증폭기 스테이지는 동일한 유효 상호 컨덕턴스를 제공하고 전계 효과 트랜지스터 기반 캐스케이드와 동일한 전류에서 작동하며 특히 고주파수에서 더 나은 비율로 인해 항상 훨씬 더 나은 선형성을 제공합니다. 통과 커패시턴스 대 상호 컨덕턴스 [6]. 열적 안정성을 달성하기 위해 입력 트랜지스터가 컷오프에서 약 0,6...0,7V 떨어진 모드에서 작동하는 "필드" 입력이 있는 표준 연산 증폭기를 사용하면 비교할 때만 선형성이 향상됩니다. 이미터 저항이 0,1...0,2V 이하로 떨어지는 바이폴라 트랜지스터의 차동 스테이지를 사용합니다. "바이폴라" 입력이 있는 고속 연산 증폭기에서 이미터 저항의 전압 강하는 일반적으로 다음보다 낮지 않습니다. 300...500mV이므로 입력 단계의 선형성이 더 높고 입력 커패시턴스가 더 작습니다. 이러한 이유로 선형성이 높은 고속 전계 효과 연산 증폭기(예: OPA655 및 AD843)는 일반적으로 입력 흐름 팔로어와 바이폴라 트랜지스터 스테이지의 조합으로 제작됩니다. 입력단의 선형성을 높이려면 주파수 응답의 필요한 감소와 선형성의 증가를 동시에 제공하는 로컬 주파수 종속 피드백을 사용하는 것이 가장 효과적입니다(예: 입력단의 이미 터 회로에 인덕터 사용 [7]). 주파수 종속 지역 환경 보호는 작동 주파수 대역에서 전체 환경 보호의 깊이 손실을 줄입니다. 전압 증폭 단계(예: 연산 증폭기 LM101, LM318, NE5534[8])와 출력 단계(예: 연산 증폭기 OR275, LM12 및 UMZCH TDA729x 및 LM3876/3886 마이크로 회로)에서 모두 적용 가능합니다. ). 따라서 피드백이 있는 증폭기를 개발할 때 낮은 주파수가 아닌 루프 이득이 작은 주파수 영역에서 피드백이 없는 특성의 허용 가능한(적어도 몇 퍼센트 이상) 선형성과 더 나은 안정성을 보장해야 합니다. , 루프 이득이 높은 곳. 저주파 및 중간 주파수에서 선형성을 개선하기위한 여러 가지 조치 (예 : 캐스 코드 증폭기에 소위 추적 링크 도입)는 동시에 특성의 안정성 저하 및 (또는) 감소로 이어집니다 HF의 선형성. 따라서 피드백이 있는 증폭기에 도입하는 것은 비현실적입니다. 로컬 OOS를 사용하는 경우 좋은 결과를 얻으려면 각 주파수 특성을 최적화해야 합니다. 왜냐하면 각각은 주어진 캐스케이드의 선형성을 증가시킬 뿐만 아니라 일반 OOS 회로의 루프 이득을 감소시키기 때문입니다. 이는 매우 신중한 컴퓨터 모델링 및 최적화 없이는 수행할 수 없는 작업입니다. 첫 번째 근사의 규칙에 따라 최적에 가까운 옵션은 네거티브 피드백(폐쇄 피드백 루프 포함!)이 있는 증폭기의 결과 왜곡에 대한 모든 단계의 기여도가 거의 동일한 옵션이라고 가정할 수 있습니다. 또한 일반 피드백을 사용하는 증폭기의 경우 피드백 루프에 동적 추적 오류가 없는 것이 중요합니다. 이는 동적 비선형성이 허용되지 않아 예를 들어 트랜지스터의 차단 또는 포화(준포화)로 인해 또는 신호가 절연 커패시터를 통해 공급될 때 램프에 그리드 전류가 나타나기 때문에 특성의 급격한 변화로 이어진다는 것을 의미합니다. 어떤 이유로 이러한 현상을 배제할 수 없는 경우에는 로컬 OOS 등을 사용하여 루프 게인이 작은 주파수 영역(특히 단위 게인 주파수 영역)에서 영향을 평준화하는 조치를 취할 필요가 있습니다. 훌륭한 예는 동일한 전도성 구조의 트랜지스터를 사용하는 NE5534 푸시풀 출력단[8]입니다. 캐스케이드는 매우 비선형적인 것처럼 보입니다. 위쪽 팔은 이미터 팔로워이고 아래쪽 팔은 공통 이미터가 있는 트랜지스터입니다. 그러나 연산 증폭기에서는 주파수에 따른 로컬 피드백의 깊이가 증가하기 때문에 , 단계의 흔적이 없습니다"(물론 보드가 올바르게 배치되어 있다면). 따라서 이 증폭기의 주요 소스 왜곡은 대부분 정확하게 입력 단계의 과부하로 밝혀지며, 이는 ( 잡음을 최소화하기 위해) 이미터 저항기 그러나 깊이가 40dB(p = 0 01 )인 OOS로 증폭해도 이 연산 증폭기의 오디오 주파수 대역에서는 왜곡이 증가하지 않습니다. 20kHz의 전체 피드백은 30dB를 초과하지 않습니다. 왜곡은 0,005%를 초과하지 않으며(이는 피크에서 피크까지 20V의 출력 신호 스윙을 갖습니다), 해당 스펙트럼은 실질적으로 500차 고조파로 제한됩니다. , 최대 XNUMXΩ의 부하를 연결하면 왜곡에 거의 영향을 미치지 않습니다. 다른 회로 결함 중에는 동적 히스테리시스(푸시풀 출력 단계 암의 "부드러운" 스위칭을 위해 설계된 대부분의 회로에 의해 생성됨)와 "중앙 차단"(표준 출력 질병)이 고주파수에서 발생하는 단계가 있습니다. Sziklai 방식에 따라 또는 병렬" 증폭기를 기반으로 하는 복합 트랜지스터의 스테이지). 안정성의 관점에서 볼 때 이러한 결함은 최대 80°... 100°에 도달하는 추가 위상 변이의 출현과 동일합니다. 이러한 단점을 극복하기 위해 다수의 연산 증폭기와 강력한 증폭기의 일부 모델이 사용되며, RF를 따라 비선형 요소의 바이패스 회로가 사용됩니다(다채널 OS). 루프 증폭의 주파수 응답 유형을 선택하는 문제는 [1]과 같은 고전 문헌에서 잘 다루어집니다. 상대 속도를 고려한 최적의 증폭 단계 수 선택 및 다중 채널 FOS가 있는 시스템 설계는 [9]에서 자세히 고려되므로 아래에서 간략한 정보만 제공합니다. "가장 느린" UMZCH 노드가 가장 강력한 출력 단계이기 때문에 선형성과 피드백 깊이의 관점에서 UMZCH의 최적 캐스케이드 수는 확실히 XNUMX보다 작지 않습니다(Bode가 설정한 대로, 대략 동일한 속도로 캐스케이드에서는 XNUMX단 증폭기가 최적임). RF의 캐스케이드를 우회하는 회로로 보정을 수행하는 경우 캐스케이드의 수는 장치의 복잡성에 의해서만 제한됩니다. 일반 피드백 루프를 여러 로컬 루프로 나누는 것은 설계의 단순화에도 불구하고 많은 저자가 주장하는 것으로 부적절합니다. Bode가 보여주듯이 증폭기에서 하나 이상의 캐스케이드에 의한 "로컬" 피드백의 적용 범위는 다음과 같습니다. 잠재적으로 달성 가능한 선형성의 손실로 이어집니다. 예를 들어 각각 30dB의 로컬 피드백으로 직렬로 연결된 두 개의 캐스케이드는 동일한 주파수 대역에서 60dB의 공통 피드백이 적용되는 동일한 두 단계보다 분명히 선형성이 더 나쁩니다. 물론 이 규칙에는 몇 가지 예외가 있습니다. 따라서 루프 증폭의 주파수 응답을 형성하려면 증폭기의 작동 주파수 범위에서 실제로 꺼지고 전체 OOS의 달성 가능한 깊이를 줄이지 않는 경우 주파수 종속 로컬 OOS를 사용하는 것이 유용합니다. 또 다른 예는 개별 부품으로 만들어진 마이크로파 증폭기에서 능동 소자와 수동 회로에 의해 발생하는 정확한 위상 변이가 주파수 응답 감쇠에 의해 결정되는 자연 위상 변이를 초과하기 시작하여 달성 가능한 전체 피드백 깊이가 작다는 것입니다. 이 경우 일반 OOS 대신 서로 얽힌 로컬 OOS 체인을 사용하는 것이 더 실용적인 것으로 나타났습니다. UMZCH의 고주파수에서 위상 안정성 마진은 20°~25° 미만으로 선택하면 안 되며(낮을수록 신뢰할 수 없음), 50°~70° 이상으로 늘리는 것은 수익성이 없습니다(증폭 시 눈에 띄는 손실). 영역, 즉 환경 보호의 속도와 깊이). 작동 주파수 대역에서 피드백 깊이를 높이려면 옥타브당 약 2dB의 기울기를 갖는 루프 게인 섹션을 주파수 응답에 도입하는 것이 좋습니다. 보드 컷이나 Nyquist-stable(180° 이상의 위상 변화)과 같은 루프 이득의 주파수 응답을 형성하는 것이 더 좋지만, 올바른 구현은 매우 복잡하므로 항상 정당화되는 것은 아닙니다. 그렇기 때문에 알려진 한 "Nyquist에 따른" 루프 증폭의 주파수 응답을 갖춘 UMZCH가 대량 생산되지 않습니다. 문헌에 설명된 설계에는 상당한 작동 제한이 있습니다(특히, 입력에 입력되는 고주파 신호의 허용 불가, 출력 전압의 "클리핑"에 대한 복구 불량). 이러한 제한을 제거하는 것은 가능하지만 번거롭습니다. 종종 간과되는 또 다른 매우 중요한 타당성 요소는 피드백이 적용되는 캐스케이드 설계입니다. 주파수 응답이 떨어지고 통과 대역을 넘어설 때 기생 공진 피크가 없어 안정성을 보장하기 위해 증폭기 전체의 속도를 인위적으로 줄여야 합니다(개방 피드백 루프가 있는 증폭기의 주파수 응답 예 참조). 그림 2).
주파수 응답에 기생 피크가 있으면 자기 여기 없이 달성할 수 있는 피드백 깊이가 급격히 감소합니다. 곡선 1은 약 10MHz의 단위 이득 주파수에서 큰(2dB) 안정성 마진을 제공할 가능성을 보여줍니다. 20kHz의 OOS 깊이는 최소 40dB입니다. 곡선 2에는 기생 피크가 있으며 품질 계수는 약 20입니다(실제로는 그 이상일 수 있음). 이러한 증폭기가 있는 증폭기가 여기되는 것을 방지하려면(안정성 마진이 2~3dB에 불과) 이러한 증폭기의 루프 이득과 작동 대역폭은 곡선 20에 비해 1배 감소해야 합니다. 예상되는 자기 여기 주파수는 공칭 단위 이득 주파수보다 XNUMX배 더 높을 것입니다! 간략한 검토를 요약하면 모든 디자인은 일련의 절충안이므로 사용된 솔루션이 상호 연결되고 디자인이 단일 전체를 나타내는 것이 매우 중요합니다. 예를 들어 UMZCH와 관련하여 오디오 주파수 대역에서 80~90dB 이상의 피드백 깊이를 구체적으로 달성해야 할 특별한 이유는 없습니다. 이 경우 왜곡 제품의 주요 소스는 더 이상 활성 요소가 아니기 때문입니다. 그러나 예를 들어 푸시풀 출력 단계의 간섭과 같은 건설적인 것입니다. 그러한 경우에는 저자의 디자인 중 하나[10]나 Halcro 및 Dynamic Precision 브랜드의 외국 앰프에서 수행된 것처럼 신중한 디자인 개발이 더 중요하다는 것이 분명합니다. 문학
저자: S. Ageev, 모스크바
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