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라디오 전자 및 전기 공학의 백과사전 튜브 UMZCH의 TVZ. 무선 전자 및 전기 공학 백과사전
이 기사는 간략한 분석을 제공하고 TV 수신기의 통합 TVZ 출력 변압기가 있는 튜브 XNUMX극관 단일 종단 증폭기의 현실적으로 달성 가능한 매개변수를 결정합니다. 변압기의 변경 방법이 고려되어 매개변수를 개선할 수 있습니다. 증폭기의 실제 계획과 테스트 결과가 제공됩니다. 저자가 제안한 접근 방식은 보다 강력한 튜브 UMZCH 개발에 적용될 수 있습니다. 이 기사는 평균 자격의 라디오 아마추어를 대상으로 하며 권장 사항은 모든 사람이 앰프를 반복할 수 있는 정보로 제한됩니다. 튜브 사운드의 기적에 대해 이야기하는 것은 이 기적을 듣고 싶은 자연스러운 욕구를 불러일으킨다. 그리고 튜브 앰프를 반복하려는 사람들이 직면하게 될 첫 번째 문제는 출력 트랜스포머입니다. 세 가지 방법으로 해결할 수 있습니다. 직접 만들 수 있고 가능하지만 쉽지는 않습니다. 좋은 출력 트랜스포머를 구입할 수 있습니다. 간단하지만 전혀 저렴하지는 않습니다. 그리고 저렴하고 저렴한 것을 사용해 볼 수 있습니다. 라디오 시장에 대한 연구에 따르면 구형 TV에서 가장 접근하기 쉬운 출력 변압기(TVZ)가 있습니다. 선택의 폭이 넓고 가격은 판매자의 기분에 따라 0 3에서 0,6 달러입니다. 가장 자주 TVZ-1-9가 있으며 실험을 위해 구입했습니다. 나는 또한 비교를 위해 다른 유형의 변압기를 구입했습니다. 나중에 밝혀 졌 듯이 가장 존경할만한 시대 인 TVZ-1-1 및 TV-2A-Sh 변압기는 최고의 매개 변수를 가지고 있지만 판매중인 TVZ-1 9가 더 많았으므로 실험하기로 결정했습니다. 더 나아가. 작업은 다음과 같이 설정되었습니다. 되감기 없이 트랜스포머를 변경하여 파라미터를 개선한 다음 남은 단점을 최대한 보상하는 방식으로 출력 스테이지를 설계합니다. 그러한 증폭기의 출력 전력은 상대적으로 작을 것이 분명하지만 중요한 것은 높은 전력을 얻는 것이 아니라 근본적인 솔루션을 찾는 것입니다. 약간의 이론 이동할 위치를 파악하기 위해 변압기의 어떤 매개 변수가 무엇에 영향을 미치는지 기억해 봅시다. 고전 (예 : [1])으로 전환하면 미묘하지 않고 XNUMX 가지 매개 변수가 결정적이라고 말할 수 있습니다. XNUMX 차 권선의 인덕턴스, 자기 유도의 진폭, 누설 인덕턴스, 자기 - 커패시턴스, 권선 저항 및 변환 비율. 기존 변압기의 매개변수를 측정한 결과 다음과 같습니다.
여기에 평균 데이터가 있습니다. 불행히도 코일의 비문 만 변압기에 대해 동일한 것으로 판명되었습니다. 자기 회로의 재료는 알려지지 않았지만 자화 곡선을 취한 후 이것이 E44 강철(중고주파 필드에서 작동하도록 설계된 고합금)이라고 생각하는 경향이 있습니다. 원칙적으로 즉, 계산을 위해서는 시작점이 필요했습니다. 이러한 변압기를 사용할 때 예상할 수 있는 매개 변수를 추정해 보겠습니다. 가장 자주 그들은 6 극 연결에서 출력 튜브 5F6P, 6FZP, 1P6P, 14P1,3P가있는 간단한 증폭기에 사용되었습니다. 이 경우 램프의 출력 저항은 2 ~ 1,7kOhm 범위입니다. 계산을 위해 평균값 인 1kOhm을 사용합니다. 무화과. 그림 1은 램프에 연결된 변압기의 단순화된 등가 회로를 보여줍니다. 이 램프는 출력 임피던스 R(모두 변압기의 XNUMX차측이라고 함)을 갖는 발진기 GXNUMX로 표시됩니다.
대형 신호 옵션 자기 회로의 유도가 어떻게 작동하는지 봅시다. 유도는 주파수에 반비례하므로 최대값에 도달하는 가장 흥미로운 저주파 영역입니다. 실제로 허용 가능한 유도는 트랜스포머가 허용 가능한 왜곡으로 저주파 영역에서 전달할 수 있는 최대 전력을 결정합니다. 자기 회로의 유도 진폭은 잘 알려진 공식에 의해 결정됩니다.
여기서 E1은 2차 권선에 적용되는 전압 V입니다. f - 신호 주파수, Hz; S는 자기 회로의 활성 단면적입니다. cm1; WXNUMX - 턴 수. 부하의 전력으로 이 의존성을 즉시 표현하는 것이 편리합니다. 1차 권선에 인가된 전압 E2은 부하 R2' 양단 전압과 권선 저항 r2' 양단 전압의 합과 같습니다 저주파에서의 누설 인덕턴스 Ls0'는 무시할 수 있습니다. 램프 I0의 정지 전류는 0,3차 권선을 통해 흐르고 자화장을 생성하여 유도 BXNUMX의 초기 값을 결정합니다. 내 계산에 따르면 대략 XNUMXT와 같습니다. 변환 후 공식은 다음과 같은 형식을 취합니다.
수동 계산의 경우 이 공식은 너무 번거롭지만 컴퓨터 계산의 경우 번거로움은 중요하지 않습니다. 세 가지 주파수 값에 대해 계산 된 출력 전력에 대한 유도의 의존성이 그림에 나와 있습니다. 2.
자기 코어의 재료가 약 1,15T의 유도에서 포화되기 시작하고(주 자화 곡선을 취할 때 발견됨) 약 0,7T와 같은 최대 유도를 가정하면 그래프는 저주파 영역에서 얻을 수 있는 출력 전력: 30Hz의 주파수에서 - 약 0,25, 50Hz에서 - 약 0,8W, 100Hz 유도에서 더 이상 제한 요소가 아닙니다. 이 값을 초과하면 변압기에 의해 도입되는 고조파 수준이 크게 증가할 뿐만 아니라 변압기의 입력 임피던스 감소로 인해 램프에서 생성되는 고조파 수준도 증가합니다. 실제 캐스케이드(6F5P 램프에서) 측정 결과 출력 전력 1W에서 신호 주파수가 1kHz에서 50Hz로 감소하면 고조파 수준이 XNUMX배 이상 증가하는 것으로 나타났습니다. 작은 신호 옵션 유도에 문제가 없을 때(예를 들어, 증폭기는 전화용으로 설계됨) 저전력으로 작동할 때 증폭기의 주파수 특성에 대한 변압기의 영향을 평가해 봅시다. 이 경우 XNUMX 차 권선의 인덕턴스 및 누설 인덕턴스와 같은 변압기 매개 변수를 사용하여 평가하는 것이 더 편리합니다. 무화과에서. 1 저주파 영역에서 램프가 두 개의 병렬 회로에 로드됨을 볼 수 있습니다(누설 인덕턴스는 무시함). 첫 번째는 자화 전류 IL1이 흐르는 자화 인덕턴스 L1이고, 두 번째는 전류 I2가 흐르는 직렬로 연결된 저항 R2' 및 R2'로 구성된 부하 회로입니다. 신호의 주파수가 감소함에 따라 리액턴스 L1이 각각 떨어지고 IL1이 증가하고 I2가 감소합니다. 캐스케이드의 전달 계수를 줄이는 것 외에도 일반적인 경우에 한 가지 더 불쾌한 일이 관찰됩니다. 변압기의 입력 임피던스가 떨어지면 램프의 양극 부하 저항이 감소하고 그에 따라 고조파 계수의 증가. 1차 권선의 인덕턴스 영향을 평가하기 위해 잘 알려진 단순화된 공식 [XNUMX]을 사용합니다.
여기서 ML은 주파수 왜곡 계수입니다. R0 - 식에서 결정되는 등가 발전기 저항
무화과. 그림 3은 램프의 세 가지 출력 임피던스 값에 대해 출력 변압기 TVZ-1-9를 사용하여 저주파 영역에서 캐스케이드의 주파수 왜곡을 계산한 결과를 보여줍니다.
램프 출력 임피던스가 1700옴(중간 곡선)일 때 약 3Hz의 주파수에서 40dB의 주파수 응답 저하가 발생한다는 것을 그래프에서 볼 수 있습니다. 램프의 출력 저항을 줄이면 주파수 왜곡이 감소합니다(상단 곡선). 그러나 성급히 결론을 내리지 말고 높은 주파수에서 무슨 일이 일어나는지 봅시다. 그림 1에서 누설 인덕턴스가 부하와 직렬로 연결되고(전류 IL1은 고주파 영역에서 무시할 수 있기 때문에 L1은 무시할 수 있음) 주파수가 증가함에 따라 리액턴스가 증가하고 이로 인해 감소합니다. 출력 전력에서. 주파수 왜곡 계수는 공식에 의해 결정됩니다.
여기서 Mn은 주파수 왜곡 계수입니다. Z - 누설 인덕턴스, XNUMX차 권선으로 감소(측정값). 무화과. 그림 4는 램프의 출력 임피던스의 세 가지 값에 대해 고주파 영역에서 동일한 변압기로 캐스케이드의 주파수 왜곡을 계산한 결과를 보여줍니다.
상황이 반대로 변경되었음을 알 수 있습니다. 램프의 출력 저항이 감소하면 주파수 왜곡이 증가합니다. 이 사실은 쉽게 설명됩니다. 램프가 전류 소스와 유사할수록 부하와 직렬로 연결된 기생 저항(누설 인덕턴스 포함)이 출력 전류 I1에 미치는 영향이 줄어듭니다(고주파 영역에서 I2 = I1). 이는 소신호 모드에서 매우 사실입니다. 위에서 우리는 파라미터가 좋지 않은 출력 트랜스포머의 경우 신호 소스의 최적 출력 임피던스가 있어 가능한 가장 넓은 대역폭을 얻을 수 있다는 결론을 내릴 수 있습니다. 이 저항은 모든 수학적 패키지에서 최적화 문제를 해결하여 계산하기 매우 쉽습니다. (변압기가 XNUMX차 권선의 인덕턴스가 크고 기생 매개변수가 작은 경우 이 작업은 관련성을 잃습니다.) TVZ 트랜스포머를 사용한 출력단에 대한 이 극도로 피상적인 연구는 표준 트랜스포머에서 무엇을 기대할 수 있고 무엇을 위해 노력해야 하는지라는 두 가지 질문에 답했습니다. 사실 무엇을 위해 노력해야 하는지는 처음부터 명확했습니다. 기생 파라미터와 인덕션 진폭을 줄여야 하고 XNUMX차 권선의 인덕턴스를 높여야 합니다. 그러나 "낮추다"와 "증가하다"의 질적(다소 감성적인) 정의를 정량화하고 싶었습니다. 아쉽게도 누설 인덕턴스, 변환 비율 및 자체 정전 용량과 같은 트랜스포머 매개변수는 코일의 설계 및 제조 기술에 의해 결정되며, 후자를 되감지 않고는 변경할 수 없습니다. 그러나 모든 것을 잃은 것은 아닙니다! 변압기의 설계를 변경함으로써 XNUMX차 권선의 인덕턴스와 유도 진폭에 영향을 미칠 수 있으며 이는 전혀 작지 않습니다. 변압기의 변경 이럴 때 할 수 있는 일은 자기회로 조립 방식을 바꾸는 것뿐인데, 공장에서는 틈을 내어 만든다(일반적으로 유전체 개스킷이 없고, W자형 및 클로징 플레이트의 패키지) 자기 회로의 플레이트를 겹쳐서 조립하여 간격을 없애고 어떻게 되는지 봅시다. 먼저 변압기의 마운팅 탭을 푼 후 금속 클립에서 변압기를 분리해야 합니다. 또한 코일에서 자기 회로를 제거한 후 플레이트를 서로 조심스럽게 분리하고 다시 조립하여 겹치게 놓습니다. 간격을 줄이기 위해 이 작업을 신중하게 수행하고 모든 플레이트를 사용해야 합니다. 트레일링 플레이트가 충분하지 않을 수 있으므로 동일한 자기 회로가 있는 두 번째 변압기를 사용하는 것이 바람직합니다. 조립 후 넓은면이있는 자기 회로를 평평한 표면 (합판, getinax, textolite 조각)에 놓고 망치로 판의 튀어 나온 끝 부분을 가볍게 두드려 나머지 부분과 같은 높이인지 확인하십시오. 마그네틱 코어를 반대쪽으로 돌려서 이 작업을 반복합니다. 이 단계에서 변환된 변압기의 모습이 그림 5에 나와 있습니다. XNUMX. 완성된 변압기는 홀더에 다시 삽입하는 것이 좋습니다. 이를 수행하는 가장 쉬운 방법은 대형 벤치 바이스를 사용하는 것이지만 특히 열광하지 마십시오.큰 기계적 응력은 강철의 자기 특성을 저하시킵니다.
변환 된 변압기의 매개 변수는 다음과 같습니다. 12,3 차 권선의 인덕턴스는 57H, 누설 인덕턴스는 0,3mH, 커패시턴스는 0,3μF입니다. 기사 시작 부분에 제공된 것과 비교하면 변압기의 매개 변수가 크게 향상되었음을 알 수 있습니다. XNUMX 차 권선의 인덕턴스는 거의 두 배가되었고 기생 매개 변수는 변경되지 않았습니다. 이제 자기 회로에 간격이 없으므로 선형화 효과가 없으며 변압기는 일정한 자화를 가진 기존 캐스케이드에서 사용할 수 없습니다. 동의하지만 변경 후 자기 회로의 자기 유도 진폭은 동일한 출력에서 XNUMXT 감소했습니다. 결과적으로 변압기에 의해 도입된 고조파 계수가 감소했습니다. XNUMX차 권선의 증가된 인덕턴스가 저주파 영역에서 재현 가능한 주파수 대역을 확장할 수 있다는 것은 매우 명백합니다. 변환된 트랜스포머는 바이어스로 작동할 수 없기 때문에 다른 유형의 출력 스테이지를 사용하여 여기시켜야 합니다. 출력단 가장 확실한 방법은 소위 초크 출력 스테이지[2]를 사용하고 커패시터를 사용하여 램프의 양극 회로에서 변압기를 분리하는 것입니다(그림 6).
이것은 주요 문제를 해결합니다. 출력 변압기의 바이어스를 제거하지만 양극 회로에서 초크를 사용해야 합니다. 권선 인덕턴스, 유도 진폭 및 기생 매개 변수 측면에서 요구 사항은 출력 변압기보다 엄격하지 않습니다 (이러한 캐스케이드에서 필터 초크를 사용할 수 없음을 독자에게 즉시 경고하고 싶습니다). 따라서 이 옵션은 허용되지 않습니다. 이 경우에 가장 적합한 것은 애노드 회로[3](그림 7)에 전류 소스가 있는 출력단이며 초크에 비해 많은 이점이 있습니다. 전류원의 출력 임피던스가 높으면 램프에서 최대 이득을 얻을 수 있고, 캐스케이드는 재현 가능한 주파수 대역이 더 넓고, 전원 품질에 대한 요구가 적고, 전체적으로 디자인의 크기가 더 작습니다.
재생 가능한 주파수 대역과 전원 품질에 대해 자세히 살펴 보겠습니다. 인덕터 스테이지에서 인덕터의 인덕턴스를 무한대로 취하고 기생 파라미터가 XNUMX이면 스테이지의 이득과 대역폭은 동일합니다. 그러나 실제 인덕터로 이러한 캐스케이드를 구현하는 것은 불가능합니다. 유한 인덕턴스가 아래에서 주파수 대역을 제한하고 기생 매개 변수를 위에서 제한하기 때문입니다. 그러나 이상에 가까운 매개 변수를 사용하여 전류 소스를 구현하는 것이 가능합니다. 전류 소스가있는 캐스케이드의 가장 큰 장점은 부하 전류의 가변 구성 요소가 흐르지 않고 램프로 형성된 회로에서 닫히기 때문에 전원 요소에 대한 엄격한 요구 사항이 없다는 것입니다. 커패시터와 변압기의 XNUMX차 권선. 이를 통해 소스의 모든 커패시터를 사용할 수 있으며 리플의 진폭을 줄이는 데 특별히 신경을 쓰지 않아도 됩니다. 단점도 있습니다. 가장 불쾌한 점은 전류 소스가있는 캐스케이드의 공급 전압이 훨씬 높아야한다는 것입니다 (초크에 비해 최소 XNUMX 배) 캐스케이드의 효율은 그에 따라 적고 회로는 훨씬 더 복잡한. 전류원은 램프와 트랜지스터 모두에서 만들 수 있습니다. 나는 다음과 같은 이유로 트랜지스터 버전을 선택했습니다.이 경우 더 높은 전류 안정성을 얻을 수 있고 최소 작동 전압이 훨씬 낮으며 (이미 매우 높은 양극 전압이 필요함) 전류 소스 램프에 추가 필라멘트 권선이 필요하지 않습니다. . 절연 커패시터 C1에 특별한 주의를 기울여야 합니다. 램프의 출력 전류가 흐르기 때문에 품질은 출력 신호에 영향을 미칩니다. 여기에서 산화물 커패시터를 사용하는 것은 허용되지 않으며 종이 및 폴리에틸렌 테레프탈레이트만 사용할 수 있습니다(예: 정격 전압이 73V 이상인 K17-400, 필요한 수의 커패시터를 병렬로 연결하여 필요한 용량을 얻음) . 증폭기 회로 증폭기의 회로도는 Fig. 8에는 직류용 램프 모드도 표시되어 있습니다. 활성 구성 요소의 선택은 주로 광범위한 무선 아마추어가 획득할 가능성에 따라 결정되었습니다.
증폭기는 1단계입니다. 첫 번째는 VLXNUMX 램프의 XNUMX극관 부분에서, 두 번째(출력)는 XNUMX극관 부분에서 만들어집니다. 두 단계 모두에서 양극 회로에 전류 소스가 사용됩니다. 우리는 위의 출력 단계에서 이러한 회로 솔루션의 이점에 대해 논의했으며 사전 증폭 단계에서 전류 소스를 사용하는 것도 상당히 정당합니다. 첫째, 램프에서 최대 이득을 얻을 수 있습니다. 둘째, 고정 전류에서의 작동으로 캐스케이드의 고조파 계수를 4배에서 8배까지 줄일 수 있습니다. 램프의 충분히 큰 대기 전류를 선택하면 좋은 주파수 응답이 보장됩니다. 캐스케이드는 저항 RXNUMX에 형성되는 자동 바이어스를 사용하며 이를 통해 얕은 로컬 OOS도 도입됩니다. 원하는 경우 증폭기 출력에서 저항 RXNUMX을 통해 XNUMX 극 음극 회로에 신호의 일부를 공급하여 공통 OOS로 증폭기를 덮을 수 있습니다. 출력단은 트리머 저항 R12로 조정 가능한 고정 바이어스를 사용합니다. 저항 R13의 주요 목적은 출력 스테이지의 대기 전류를 편리하게 측정하는 것입니다. 인증 전압이 1V인 배리스터 RU180(SIOV-S05K180)은 과전압으로부터 출력 스테이지의 구성 요소를 보호하는 데 사용됩니다. 작은 기생 매개변수는 출력 신호에 거의 영향을 미치지 않습니다. 복잡한 캐스코드 전류원을 사용하는 이유는 램프 양극[4](특히 출력 단계)에서 교류 전압의 범위가 넓기 때문입니다. 일부 저자가 권장하는 단일 트랜지스터에서 간단한 소스를 사용하면(소스 회로에 저항이 있는 전계 효과 트랜지스터 옵션에도 적용됨) 넓은 주파수 범위에서 허용 가능한 전류 안정화를 제공하지 않습니다. 출력 단계에서 캐스 코드 소스를 사용해도 모든 문제가 해결되지는 않습니다. 25 ~ 30kHz 이상의 주파수에서는 VT4 트랜지스터의 커패시턴스의 영향으로 인해 게인 감소가 눈에 띄게됩니다. 한 쌍의 트랜지스터 VT4, VT5를 하나의 고주파 고전압 pn-p 트랜지스터(예: 2SB1011)로 교체하여 캐스케이드의 주파수 대역을 약간 확장할 수 있습니다. . 현재 소스 사용 및 음질에 미치는 영향과 관련된 문제를 한 가지 더 다룰 것입니다. 물론 이상적인 전류 소스는 효과가 없지만 실제 소스는 영향을 미칠 수 있습니다 고려중인 현재 소스 옵션을 권장하기 전에 충분히 자세히 연구했으며 오디오 주파수의 출력 신호 스펙트럼에서 크게 저하되지 않았습니다 범위. 동적 범위가 3585dB인 Hewlett-Packard의 스펙트럼 분석기 HP-120와 이 매개변수의 훨씬 더 인상적인 값인 2008dB인 Siemens의 선택적 전압계 D140이 연구에 사용되었습니다. 물론 저항 스테이지와는 차이가 있지만 -80 ~ -90dB 수준에서만 가능합니다. 많은 경우 이것은 이미 스테이지 노이즈 플로어 아래에 있습니다. 정말로 주의를 기울여야 하는 것은 전류 소스가 있는 캐스케이드의 소음 수준입니다. 애노드 회로에서 능동 소자를 사용하면 노이즈가 어느 정도 증가하지만(이는 램프 소스에도 적용됨) 수백 밀리볼트의 입력 신호로 작동하는 캐스케이드의 경우 이는 근본적으로 중요하지 않습니다. 고감도 앰프의 경우 이 점을 고려해야 합니다. 나는 투쟁 자체와 하이브리드 장치의 진정한 이점을 부인하기 위해 "램프 시리즈의 순도를위한"투쟁의 지지자가 아닙니다. 이 접근법의 결과는 지난 세기의 50 년대 결정을 짓밟고 사용 된 솔더의 필요한 구성에 대해 추론하는 것입니다. 우리의 경우 가장 중요한 것은 신호가 램프에 의해 증폭된다는 것입니다 (교번 구성 요소는 실제로 전류원을 통해 흐르지 않습니다). 앰프의 일부 세부 사항에 대해 다이어그램에 표시되지 않은 특정 유형의 요소를 나열하지는 않지만 그중 일부에 주목하고 싶습니다. 램프의 음극 회로에는 공칭 값에서 허용되는 저항 편차가 ± 4 % (C13-1. C2-1V 등) 이하인 저항 (R2 및 R29)을 사용하는 것이 바람직합니다. 트리머(R5, R12, R14) - 멀티턴(SPZ-37, SPZ-39, SP5-2, SP5-3, SP5-14에 적합). 절연 커패시터 (C4) - 정격 전압이 400V 이상인 금속 종이 (MBGCH, MBGO, MBGT). 그러나 언급했듯이 동일한 전압의 폴리에틸렌 테레프탈레이트 (K73-17) 사용도 허용됩니다. 필요한 정전 용량은 적절한 수의 커패시터를 병렬로 연결하여 얻습니다. SIOV-S05K180 배리스터 대신 적절한 전압에 대해 정전 용량이 낮은 가스 어레스터 또는 통신 억제기를 사용할 수 있습니다. 트랜지스터 VT4는 5 ~ 6W의 전력을 발산할 수 있는 방열판에 설치해야 합니다(필요한 냉각 표면적은 120 ~ 150cm2입니다). 앰프 설정 잘 알려진 부품을 사용하고 올바르게 설치하면 조정에 문제가 없습니다. 증폭기를 설정하려면 최소한 avometer가 필요하며 3시간 신호 발생기와 오실로스코프가 있는 것이 매우 바람직합니다. 증폭기를 켜기 전에 트리머 저항 R5 및 R14를 위쪽(다이어그램에 따라) 위치로 설정하고 R12를 아래쪽 위치로 설정합니다. 이것은 실수가 아닙니다. VL1.2 램프는 완전히 열려 있어야 합니다. 증폭기 입력은 단락되어야 합니다. 먼저 첫 번째 단계(저항 R5 사용)의 대기 전류를 설정한 다음 출력(R14)을 설정합니다. 애노드 VL1.2에서 원하는 전압은 마지막에 달성됩니다(저항 R12 사용). 정확히 바이어스 전압 VL1.2는 생성기에서 증폭기의 입력으로 신호를 적용하여 선택됩니다(물론 출력에는 등가 부하가 로드되어야 함). 최소한의 왜곡으로 출력 램프의 양극에서 신호 전압의 최대 스윙을 달성하는 것이 필요합니다. 출력 전압의 상반파 제한은 상당히 급격히 발생하며 이는 안정화 모드에서 전류 소스의 종료와 관련이 있습니다. 램프 전류 소스를 사용할 때 이 효과는 덜 눈에 띕니다. 출력 단계에는 흥미로운 가능성이 있습니다. 절연 커패시터 C4와 출력 변압기의 4차 권선 인덕턴스는 저품질 직렬 발진 회로를 형성합니다. 다이어그램에 표시된 커패시턴스 C10에서 공진 주파수는 약 XNUMXHz이며 출력 신호에 큰 영향을 미치지 않습니다. 커패시터의 커패시턴스를 줄임으로써 회로의 공진 주파수를 더 높은 주파수로 전환할 수 있으므로 저주파 영역에서 주파수 응답이 상승(확장)됩니다. 그러나 이것은 순전히 이론적이며 이 회로에서 발생하는 실제 프로세스는 훨씬 더 복잡하며 결과가 항상 명확한 것은 아닙니다. 나는 이 문제에 대한 권장 사항을 제공할 의무가 없으며(귀로 평가해야 함) 그러한 실험의 수행은 독자의 재량에 맡깁니다. 테스트 결과 설명된 증폭기는 브레드보드에 조립되었습니다. LC 필터가 있는 불안정한 정류기에서 전원이 공급되었습니다. 아래는 다양한 모드에서 작동할 때 증폭기의 측정된 매개변수와 출력 신호의 스펙트럼입니다(일반 피드백은 사용되지 않음). 부하 저항 - 4ohm, 공급 전압 - 370V.
출력 전력의 두 값에서 증폭기의 주파수 응답이 그림에 나와 있습니다. 9. 1W의 출력에서 1,2kHz의 주파수를 갖는 출력 신호의 스펙트럼이 그림 10에 나와 있습니다. 30, 그림에서 11Hz의 주파수(동일한 출력 전력에서). 0,1은 동일하지만 출력 전력이 12W입니다. 각각 13와 XNUMX.
1V의 출력 전력에서 1kHz의 주파수를 갖는 펄스 신호에 대한 증폭기의 응답이 그림 2에 나와 있습니다. 14. 기존의 출력 스테이지와 수정되지 않은 트랜스포머가 있는 앰프와 비교하여 파라미터가 분명히 개선되었습니다. 중간 및 높은 주파수 영역에서 변화가 적으면(1kHz 주파수에서 고조파 계수가 약 12% 감소) 낮은 주파수 영역에서 이득이 중요합니다. 상당히 낮은 수준의 고조파(50W의 전력에서 1,2Hz의 주파수에서 거의 두 배)로 더 낮은 주파수 영역으로 대역이 눈에 띄게 확장되었습니다. 0,1Hz의 30%를 초과하지 않음 스펙트럼에서 모든 모드의 출력 신호는 두 번째 고조파에 의해 지배되며 더 높은 고조파의 수는 제한되며 더욱이 그 레벨은 매우 낮습니다. 증폭기 출력 전압의 슬루율은 낮지만 여기에서 할 수 있는 것은 거의 없으며, 출력 변압기의 기생 파라미터 값이 크면 보정 가능성이 크게 제한됩니다. "Trishkin's caftan" 법칙이 나옵니다. 슬루율을 높이려는 시도는 증폭기의 다른 매개변수의 저하로 이어집니다. 결론 그 결과 나온 앰프는 확실히 "Ongaku"가 아니지만, 20달러짜리 알 수 없는 브랜드도 아닙니다. 깨끗하고 선율적인 사운드를 제공합니다. 물론 작은 출력 전력은 사용에 특정 제한을 부과합니다: 중간 크기의 공간을 채점하는 데는 이러한 전력이 분명히 충분하지 않지만 전화 증폭기로는 전혀 나쁘지 않습니다.이 증폭기를 병과 비교하겠습니다. 시험 향수. 다른 사람들의 의견에 의존하지 않고 "튜브" 사운드의 기능을 평가하고 얼마나 좋아하는지 결정할 수 있습니다. 증폭기를 개선할 수 있습니다. 매우 유망한 방향은 더 많은 "선형"램프를 사용하는 것입니다. 시뮬레이션 결과는 출력 단계에서 중출력 XNUMX극관을 사용하면 최대 출력에서 고조파 계수를 XNUMX배에서 XNUMX배까지 줄일 수 있음을 보여주었습니다. 그러나 이것은 필연적으로 램프의 수(또한 부족함)의 증가와 회로의 복잡성으로 이어집니다. 빛은 TVZ 변압기에서도 쐐기처럼 수렴하지 않았습니다. 설명된 접근 방식을 기반으로 숙련된 무선 아마추어는 고품질 변압기를 사용하여 훨씬 더 나은 매개변수로 자신의 디자인을 만들 수 있습니다.전류 소스가 있는 출력 스테이지의 잠재력은 상당히 큽니다. 결론적으로 TVZ 유형 변압기의 사용은 품질과 비용 사이에서 큰 절충안이라는 점에 주목하고 싶습니다. 고품질 진공관 앰프는 좋은 출력 트랜스포머를 사용해야 합니다. 문학
저자: E.Karpov, 오데사, 우크라이나
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