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라디오 전자 및 전기 공학의 백과사전 전계 효과 트랜지스터의 능동 필터. 무선 전자 및 전기 공학 백과사전
이 기사는 소스 반복기를 기반으로 하는 간단한 활성 필터를 제안합니다. 이러한 필터의 낮은 수준의 왜곡과 낮은 차수는 스펙트럼으로 포화된 음악 신호의 순도를 달성하는 데 도움이 됩니다. 이를 통해 연산 증폭기를 기반으로 하는 능동 필터와 성공적으로 경쟁할 수 있습니다. 전계 효과 트랜지스터 오디오 장비 노드의 장점은 증폭된 신호에 도입된 낮은 수준의 고조파 및 혼변조 왜곡을 포함합니다. 이러한 상황으로 인해 디자이너는 UMZCH의 출력 단계에서 이러한 트랜지스터를 점점 더 많이 사용하고 있습니다. 그러나 예비 캐스케이드에서 이러한 장치는 주로 아마추어 개발에서 거의 사용되지 않습니다. 그리고 헛되이! 그것들을 사용하면 일반적인 피드백 없이 디자인이 단순한 장치를 만들어 따뜻한 "튜브" 사운드를 만들 수 있습니다. 증폭기의 고조파 계수는 지역 환경 보호에도 불구하고 0,1 ~ 0,3%를 초과하지 않으며 고차 고조파는 거의 없습니다. 전계 효과 트랜지스터의 장점은 특히 단순한 디자인에서 두드러집니다. 사실,이 경우 주요 단점이 눈에 띄게됩니다. 자체 매개 변수의 기술적 확산이 다소 큽니다. 결과적으로 일반적으로 각 제품의 개별 조정이 필요합니다. 이것은 라디오 아마추어에게는 장애물이 아니지만 가장 간단한 회로를 가진 장치는 대량 생산에 거의 사용되지 않습니다. 그러나이 상황도 고려할 수 있습니다. 잘 작동하는 디자인의 소규모 생산에서 한 배치의 트랜지스터를 사용하는 것으로 충분합니다. 동일한 패키지 내에서 매개 변수의 확산은 그리 크지 않습니다. 제안된 필터를 개발하는 동안 설정한 주요 조건은 장치의 최대 단순성과 함께 넓은 주파수 대역에서 최대 수백 밀리볼트 수준의 신호에 대한 높은 선형성입니다. 컷오프 전압이 -3V(KPZ0ZG, KPZ0ZE) 미만인 p-채널 트랜지스터를 사용하는 경우 게이트 바이어스 없이 유니폴라 전원을 사용하는 필수 작동 모드가 달성됩니다. 이 경우 캐스케이드 입력에 절연 커패시터가 필요하지 않습니다. 그리고 이것은 음질을 더욱 향상시킵니다. 선형 근사법[1]을 사용하여 직류 및 전달 계수에 대한 캐스케이드 모드(그림 1)를 계산할 수 있습니다. 이 방법은 [2]에 제공된 방법보다 훨씬 간단하고 명확하며 실제로 동일한 결과를 제공합니다.
계산을 위해서는 트랜지스터(S)의 특성 기울기를 알아야 하며, 기준이 아닌 실수값을 사용하는 것이 바람직하다. 그러나 아마추어 조건에서 경사를 직접 측정하는 것은 어렵습니다. 선형 근사를 사용하면 초기 드레인 전류 Iini 및 컷오프 전압 Utr과 같은 구조를 결정하기 위해 측정에 더 편리한 파라미터를 사용할 수 있습니다. 이 경우 특성의 기울기는 다음 공식에 의해 결정됩니다. S= 시작/우리입니다. 소스 회로 Ri의 저항 저항은 Ri = (3...6)/S 비율에서 대략적으로 선택할 수 있습니다. 드레인 VT1에서 캐스케이드의 출력 전압은 Uout \u1d UBXSRC / (1 + SRi) 비율과 소스의 신호 전압-Uout \u1d UBXSRi / (3 + SRi) 공식에 따라 대략적으로 결정할 수 있습니다. , 여기서 S는 트랜지스터의 기울기입니다. R 및 RC - 소스 및 드레인 회로의 저항(각각 그림 2 - RXNUMX 및 RXNUMX). 가장 단순한 설계는 소스 팔로워를 기반으로 하는 2차 고역 통과 필터입니다(그림 3). 이 필터의 단점은 낮은 이득과 관련이 있습니다. 이 매개변수는 특성의 기울기에 따라 다르며 S = 7...0,8 mA/V인 일반 저전력 전계 효과 트랜지스터의 경우 0,85...3가 됩니다. 따라서 주파수 설정 요소의 계산된 (단위 전송 계수에 대한) 값을 수정하거나 실제 전송 계수[XNUMX]를 고려한 공식을 사용하여 계산해야 합니다.
따라서 다이어그램에 표시된 부품의 정격에서 계산된 컷오프 주파수는 72Hz이고 실제 주파수는 85 ... 90Hz입니다. R2/R1-2 비율은 Butterworth 필터에 해당하지만 컷오프 주파수는 계산된 것보다 약간 높고 주파수 응답 변곡이 더 부드럽습니다. 변곡 영역에서 주파수 응답의 경사도를 높이려면 R1/R2 비율이 1...3이 되도록 저항 R10을 줄여야 합니다. 컷오프 주파수는 저항 R1, R2의 저항 또는 커패시터 C1, C2의 커패시턴스를 비례적으로 변경하여 이동할 수 있습니다. 이러한 필터의 출력 신호는 2 ~ 2,5dB 약화되고 캐스케이드의 과부하 용량은 낮습니다. 이러한 조건에서 왜곡되지 않은 최대 출력 전압은 500mV를 초과하지 않습니다. 이러한 단점을 극복하기 위해 결합된 공통 소스 공통 컬렉터 스테이지를 사용할 수 있지만(그림 3) 이러한 필터의 출력 신호는 반전됩니다.
필터의 출력에 이미터 팔로워를 사용하면 출력 임피던스가 약 50옴으로 감소하고 구동 능력이 크게 향상됩니다. 다이어그램에 표시된 요소의 값으로 컷오프 주파수는 약 80Hz입니다. 게인(2 ~ 3dB)은 적용된 전계 효과 트랜지스터의 특성과 저항 R3의 저항에 따라 달라집니다. 설정은 트랜지스터 VT2의 이미 터의 전압이 공급 전압의 절반과 거의 같도록 이러한 값을 선택하는 것입니다. 오실로스코프가 있는 경우 출력 신호 제한의 대칭으로 정확한 저항 값을 선택하는 것이 좋습니다. 컷오프 주파수 및 필터 유형의 계산과 관련하여 위의 고려 사항이 유효합니다. 필터를 시뮬레이션하려면 Microcap 프로그램을 사용하는 것이 편리합니다. 주파수 응답의 기울기를 더 높이려면 4링크 피드백 회로를 적용할 수 있습니다. 무화과에. 그림 25는 Fcp = 5Hz인 적외선 저주파에 대한 트랩 필터의 다이어그램을 보여줍니다. XNUMX - 주파수 응답.
고려한 구조를 기반으로 다중 대역 증폭 시스템을 만들 때 필요한 대역 통과 필터를 만들 수도 있습니다. 이러한 필터의 구성이 그림에 나와 있습니다. 6.
5차 R3C7의 조정 가능한 수동 저역 통과 필터가 캐스케이드 사이에 연결됩니다. 고주파 영역에서 저주파 동적 헤드의 주파수 응답이 이미 감소하고 대부분의 경우 증폭기 대역폭을 일치시키는 것만 남아 있기 때문에 필터 설계의 이러한 단순화가 가능해졌습니다. 레귤레이터의 극한 위치에서 필터의 주파수 응답이 그림 XNUMX에 나와 있습니다. XNUMX.
필터 설정은 문서에서 이미 설명한 필터 옵션과 유사합니다. 대역폭 튜닝의 상한선은 FET 스테이지의 출력 저항에 의해 결정되고 저항 R4의 저항에 의해 결정된다는 점을 명심해야 합니다. 설명된 필터를 조합하여 사용하는 예가 그림 8에 나와 있습니다. XNUMX. 좌우 스테레오 채널의 LF 및 MF-HF 대역과 서브우퍼의 전체(모노) 신호를 형성하는 블록입니다. MF 및 HF 대역의 분리는 증폭기 출력의 수동 필터에 의해 수행됩니다. 채널 필터 회로는 앞에서 설명한 것과 동일하므로 서브우퍼에 대한 저주파 신호를 선택하는 필터에만 중점을 둘 것입니다.
첫 번째 단계는 [18]에 설명된 것과 유사한 총 부하 R4을 갖는 두 개의 전계 효과 트랜지스터에 대한 가산기입니다. 기본 필터링은 이미 터 팔로워 VT7에서 만들어진 40 차 능동 저역 통과 필터에 의해 수행됩니다. 차단 주파수는 이중 가변 저항기(R160, R20.1)를 사용하여 20.2~8Hz에서 조정할 수 있습니다. 커패시터 C180은 첫 번째 단계의 출력 임피던스와 함께 약 XNUMXHz의 차단 주파수를 갖는 XNUMX차 저역 통과 필터를 형성합니다. 이는 통과 대역의 주파수 응답 과정에 거의 영향을 미치지 않지만 대역 외 구성 요소의 억제를 향상시킵니다. 좌우 채널 스피커 및 청취자와 관련된 서브우퍼의 위치에 따라 청취 위치에서 신호의 위상 이동으로 인해 사운드 이미지가 왜곡될 수 있습니다(저음 "흐림" 또는 "지체" 효과). 서브우퍼 채널의 위상 편이를 수정하기 위해 연산 증폭기 DA1이 있는 조정기가 도입되었습니다. VD1C11 다이오드 커패시터 필터가 전원 회로에 설치됩니다. 다음 디자인은 자동차 오디오 시스템을 위해 특별히 설계되었습니다. 사실 저음의 특징적인 "윙윙 거리는 소리"로 나타나는 상당히 눈에 띄는 내부 공명은 바퀴에 까다로운 오디오 애호가를 화나게합니다. 주파수 응답 측정은 120 ~ 160Hz의 주파수에서 3 ~ 8dB의 "혹"을 보여줍니다! 이 경우 주파수 응답을 보정하기 위해서는 이퀄라이저 대신 노치 필터를 사용하는 것이 편리합니다. 하나의 채널에 대한 이러한 능동 필터의 구성이 그림에 나와 있습니다. 9 [5].
첫 번째 단계는 분할 부하 증폭기입니다. 그 임무는 C2C3R4R5 필터 장치에 전원을 공급하기 위해 역상 전압을 생성하는 것입니다. 다이어그램에 따라 키 스위치 SA1의 오른쪽 위치에서 약 3dB의 감쇠로 역 빈 브리지가 형성됩니다. 스위치의 왼쪽 위치에서 역위상 전압이 필터에 공급되고 튜닝 주파수에서의 감쇠가 5...6dB로 증가합니다. 정확한 감쇠 값은 트랜지스터의 상호 컨덕턴스와 저항 R2 및 R3의 저항 비율에 따라 달라집니다. 동일하게 만들면 감쇠가 최대(최대 8dB)가 되지만 출력 신호는 입력 nv 3...4dB에 비해 감쇠됩니다. 다이어그램은 교단의 최적 변형을 보여줍니다. 장치의 입력 임피던스가 매우 높기 때문에 입력 간섭을 피하기 위해 신호 소스 근처에 필터를 설치하는 것이 좋습니다. 필터의 출력 임피던스는 약 50옴으로 대부분의 헤드유닛에 비해 훨씬 낮다. 이렇게 하면 연결 케이블의 커패시턴스의 영향이 제거되어 필터가 매칭 장치의 기능을 동시에 수행합니다. 케이스는 금속이어야 합니다. 그렇지 않으면 내부에 동박 실드를 제공하고 공통 와이어에 연결해야 합니다. 필터의 주파수 응답(그림 9 참조)이 그림 10에 나와 있습니다. 십.
보시다시피 이것은 더 이상 단순한 필터가 아니라 실제 "분위기 이퀄라이저"입니다. 이 이름과 매우 유사한 주파수 응답을 가진 장치는 Mcintosh 증폭기의 "상위"모델에 사용되지만 회로가 더 복잡합니다 ... 다이어그램에 표시된 장치 외에도 트랜지스터 KPZ0ZV-KPZ0ZZh, KT3102 (문자 인덱스 포함) 또는 h21e> 50의 기타 npn 구조를 사용할 수 있으며 수정 된 연산 증폭기는 위상 컨트롤러에서 사용할 수 있습니다. 유니티 게인을 위해. 산화물 커패시터는 작동 전압이 16V 이상이어야 합니다. 다른 부품의 선택은 중요하지 않습니다. 문학
저자: A. Shikhatov, 모스크바
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