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라디오 전자 및 전기 공학의 백과사전 트랜시버 DM-2002. 무선 전자 및 전기 공학 백과사전
이 트랜시버의 저자인 Cyrus Pinelis(YL2PU)는 "좋은 설계에는 "사소한 것"이 없으며 전원 공급 장치도 기본 경로와 동일한 주의가 필요합니다. 많은 사람들이 그의 이전 단파 트랜시버 디자인인 "Largo-91" 및 "D-94"에 익숙합니다. 그의 새로운 개발에서 저자는 수신 경로의 특성을 비교할 수 있었고 어떤 면에서는 최고의 전문 수신기의 특성보다 우수했습니다. 경험에 따르면 집에서 좋은 트랜시버를 만드는 것이 가능합니다. 저자의 다년간의 작업은 중간 수준의 숙련된 라디오 아마추어가 좋은 라디오 수신 경로를 구축하는 데 도움이 될 것입니다. 이 트랜시버를 반복하기 전에 수신 경로를 구성하기 위한 기초를 형성한 몇 가지 이론적 전제[1-3]를 다시 한번 살펴보십시오. 저자의 관심은 아마추어 라디오의 현재 작업량(안타깝게도 아마추어 방송국뿐만 아니라)과 일부 도시의 고밀도 방송국을 고려할 때 수신기의 높은 동적 특성을 주요한 것으로 얻는 데 집중되었습니다. 제안된 트랜시버 버전은 [1, 2]에 명시된 고품질 수신 경로 구축을 위한 권장 사항을 기반으로 작성자가 개발했습니다. a) 단 하나의 주파수 변환으로 경로를 구축합니다. b) 주 선택의 첫 번째 필터 전에 전체 신호 범위에 걸쳐 선형성을 유지하면서 필요한 최소 이득을 제공해야 합니다. c) 첫 번째 FOS 이전에 조정 및 비선형 요소가 없습니다. d) 패시브 하이 레벨 밸런스 믹서만 e) 자체 국부 발진기의 잡음 수준은 수신 경로의 잡음 트랙보다 적어도 3dB 낮아야 합니다. f) 기본 선택을 위해 고품질 필터를 사용하고 수신기 입력 대역에서도 주파수 비율이 1:2 미만인 고품질 필터를 사용합니다. g) 역학 측면에서 높은 매개변수를 보장하기 위해 최소 위상 노이즈 및 순차적 선택에 따라 동일한 높은 선택도(인접 채널에서 >140dB)를 보장합니다. Hildesheim(독일)의 Stabo Elektronik GmbH & KoG 연구소에서 Peter Brecht(DL40BY)와 Uwe Loebel(DL1DSL)이 수행한 트랜시버의 주요 매개변수를 테스트하고 측정할 때 초고 레벨 믹서 및 설치 기능에 따라 차단 매개 변수를 높일 수 있습니다. "DM-2002" 트랜시버를 사용하면 XNUMX개의 아마추어 KB 대역에서 전화(SSB) 및 전신(CW)으로 작업할 수 있습니다. 주요 기술 데이터 :
약간의 이론적 탈선... [3]에 따르면 단일 신호 다이내믹 레인지(DB0)는 수신을 저하시키는 간섭의 최대 수준을 추정할 수 있기 때문에 실제 조건에서 수신기의 동작을 가장 잘 특성화하고 "막힘"(차단) 및 교차 변조 DB1은 최소 수신기 잡음에 의해 아래에서 제한됩니다. Prf = (-174) + Frx + (101g Bp), 어디서 Frx - 수신기의 자체 잡음 <10dB; Вp는 수신기의 주요 선택 필터의 대역폭(Hz)입니다. 그리고 위에서-캐스케이드 IP3 특성의 선형 부분의 한계, 즉 간섭 신호가 최대 레벨에 도달하면 수신기 출력의 신호가 감소하기 시작하는 지점 (3dB). 더 명확하게 하기 위해 그림으로 넘어가겠습니다. 1 [2]에서 가져옴.
수신기 노이즈 플로어 Prf에서 IP3 지점을 분리하는 간격은 DB 차단 동적 범위와 DB3 상호 변조 동적 범위의 두 매개변수를 정의하므로 가능한 한 커야 합니다. DB1은 수신기 동적 응답의 선형성 범위입니다. DB3 - 대칭 투톤 신호의 "상호 변조가 없는" 처리 범위. 두 동적 범위의 하한은 Prf입니다. IM 다이내믹 레인지는 Prf와 동일한 수신기의 불가피한 3차 IM 노이즈의 전력 레벨 Ps3에 의해 결정되기 때문에 더 중요합니다. Ps3 = Prf인 경우 간섭 수준(잡음 및 상호 변조)이 3dB 증가하여 수신기의 임계 감도가 이 XNUMXdB만큼 저하됩니다. 그림에 대한 설명. 하나:
트랜시버는 하나의 주파수 변환이 있는 수퍼헤테로다인 회로에 따라 만들어집니다. 블록 다이어그램은 그림에 나와 있습니다. 2. 장치는 구조적으로 완전한 1개의 기능 단위 A14 - AXNUMX로 구성됩니다.
수신할 때 노드 A1에 있는 저역 통과 필터 중 하나와 노드 A2에 있는 3섹션 감쇠기를 통해 안테나에서 신호가 노드 A3에 들어갑니다. 노드 AXNUMX에는 수신 및 전송 모두에 대해 저역 통과 필터와 같은 일반적인 대역 통과 필터가 있습니다. 다음으로 신호는 첫 번째 트랜시버 믹서, 두 개의 pre-IF 스테이지, 첫 번째 메인 선택 필터, IF의 버퍼 스테이지, 로컬 오실레이터 및 전송 경로가 있는 A4-1 노드로 들어갑니다. 트랜시버의 첫 번째 믹서는 가역적이며 수신 및 전송 경로에 공통입니다. 운영자의 선택에 따라 최대 +4dB의 게인으로 패시브 또는 액티브의 두 가지 모드 중 하나로 작동할 수 있습니다. 정현 국부 발진기(VFO) 전압은 광대역 증폭기를 통해 믹서에 적용됩니다. 사행하지 않는 이유는 무엇입니까? 예, 전선이 4 미만인 이상적인 사행은 다음과 같은 경우 나쁘지 않을 것입니다. 여기에 걸림돌이 있습니다! 4의 듀티 사이클로 XNUMX개 이하의 전선을 얻는 것은 큰 기술적 문제이며 작은 인덕턴스 또는 작은 반응성은 전선 크리프 문제를 일으킵니다(이것은 설치 및 훨씬 더 많은 것입니다). 또한 이러한 "가파른" 전선에서 고조파가 누출되는 것을 잊지 마십시오. 직접적인 누출이 없더라도 이것은 의심할 여지없이 관의 소음에 기여할 것입니다. 물론 산업 조건에서는이 모든 것을 해결할 수 있지만 집에서는 무릎을 꿇고 ... 안녕하세요! 트랜시버의 수신 경로에서 캐스케이드에 대한 신호 레벨의 최적 분포와 신호 대 잡음비의 최대 값을 얻는 데 특별한 주의를 기울입니다. 첫 번째 FOS를 향한 두 개의 예비 증폭기 캐스케이드가 LPF, DFT 및 믹서의 총 감쇠를 보상합니다. 트랜시버는 순차 IF 신호 선택 방식을 사용합니다. 이러한 솔루션을 지지하는 강력한 주장은 [3]에 제시된 권장 사항입니다. 다른 하나를 늘리지 않으면 실질적으로 쓸모가 없습니다.... 또한 IF의 총 이득은 통과대역 외부의 FOS 감쇠보다 작아야 합니다. 그렇지 않으면 강한 대역외 신호가 약한 유용한 신호와 함께 증폭됩니다. 수신을 방해합니다. 다시 말해, 130~140dB의 신호 차단 레벨(단일 신호 동적 범위)을 얻기 위해 FOS는 통과대역 130~140dB(적어도 ± 신호에서 5...10kHz). 따라서 차단 숫자가 클수록 DB3 점수가 높아집니다. 보시다시피 하나의 필터로 이 문제를 해결하는 것은 비현실적입니다. 탈출구는 다음과 같습니다. IF 게인을 50 ... 60dB 이하로 만들고 경로 출력에서 IF와 검출기 간의 통신 요소로 평균이 아닌 두 번째 필터를 넣습니다. "정리"이지만 첫 번째 FOS와 유사한 본격적인 것입니다. 필터의 특성이 동일해야 하는 것은 지극히 당연합니다. 대략적인 계산에 따르면 대역 외 필터 감쇠(예: 80dB 및 IF 게인 = 50dB)를 사용하면 첫 번째 필터 선택에서 30dB만 남게 되며 이는 경로에 대해 분명히 작습니다. 그러나 다른 필터를 켜면 30 + 80 = 110dB가 됩니다. 작성자가 만든 필터가 있는 트랜시버에서 인접 채널의 선택도(대역에서 ±5kHz 디튜닝 포함)는 150dB였습니다. IF 경로를 구축하는 이러한 관행은 저자가 이미 세 번째 개발에서 사용하고 있습니다. 따라서 필터의 손실을 보상하는 첫 번째 FOS와 다음 광대역 증폭기 후에 수신된 신호가 A4-2 노드로 들어갑니다. 노드 A4-2에는 기본 IF, SSB 및 CW용 두 번째 FOS, 검출기 및 예비 ULF가 포함됩니다. 기준 주파수 생성기 신호는 노드 A6-2에서 검출기로 공급됩니다. 다음으로 수신된 신호는 노드 A5로 들어가고 여기서 증폭되고 저주파에서 처리됩니다. A5 노드에는 약 3kHz 대역폭의 수동 저역 통과 필터와 240Hz 대역폭의 능동 필터가 포함되어 있어 CW 모드에서 선택을 증가시킵니다. 최종 ULF와 AGC 증폭기도 거기에 있으며 AGC 시스템은 메인 IF만 제어합니다. IF의 예비 단계에는 선형 경로 구성 법칙에 위배되므로 조정이 없습니다. 전송 모드에서 마이크의 신호는 노드 A6-1로 전송됩니다. 여기에는 두 개의 EMF가 있는 마이크 증폭기와 "음성" 프로세서가 포함됩니다. 또한 신호는 CW 신호 셰이퍼뿐만 아니라 상위 및 하위 대역의 기준 생성기, DSB 신호의 셰이퍼 및 조정 가능한 증폭기가있는 A6-2 노드로 들어갑니다. 노드 A6-2의 출력에서 생성된 DSB 또는 CW 신호는 노드 A4-2로 들어갑니다. 여기에서 신호는 SSB 신호를 선택한 광대역 또는 협대역 CW 필터 중 하나를 통과합니다. 그런 다음 신호는 믹서 노드 A4-1로 들어가 트랜시버의 작동 주파수 중 하나로 전송됩니다. DFT, 노드 A3을 통과한 후 신호는 노드 A2에 위치한 트랜시버 전력 증폭기에 의해 증폭됩니다. 또한 노드 A1의 저역 통과 필터를 통해 신호가 안테나로 들어갑니다. 노드 A1, A3 및 로컬 오실레이터 블록의 범위 스위칭 요소의 스위칭은 노드 A9에 의해 제어됩니다. 노드 A7에는 트랜시버의 수신(RX) 및 송신(TX) 모드에 대한 제어 신호를 형성하는 VOX, anti-VOX 및 키가 포함되어 있습니다. 최신 고품질 트랜시버에는 로컬 발진기로 주파수 합성기가 포함됩니다. 현재 다이내믹 레인지가 크고 감도가 높은 수신기의 경우 집에서 위상 노이즈가 낮은 신디사이저를 구축하는 것은 극히 어렵습니다. 인접 채널의 선택도에 영향을 미치는 것은 위상 잡음이며, 우리 트랜시버의 경우 이 수치는 완전히 현실적이지 않은 > -140dB/Hz 수준이어야 합니다. 대안으로 주파수 안정성 유지 시스템(FLL + DPKD)과 함께 기존의 LC 헤테로다인을 사용하여 집에서 쉽게 반복할 수 있습니다. 트랜시버 수신기의 선언된 매개변수는 최소한의 위상 노이즈를 갖는 기존 LC 국부 발진기를 사용하여 얻었습니다. 그 후, 적어도 5차 이상의 저주파 필터가 사용되었습니다. 트랜시버에는 노드 A12 및 A13과 같은 두 개의 국부 발진기가 있습니다. 국부 발진기 중 하나인 노드 A10의 주파수에 대해 비례 제어 시스템을 사용하여 10Hz/h보다 더 나은 안정성을 얻을 수 있었습니다. 노드 A8에는 로컬 발진기 A12의 주파수 분배기가 있으며 두 LPF 생성기에 공통입니다. 노드 A11 - 디지털 스케일. 트랜시버는 노드 A14에서 전원을 공급받습니다. 트랜시버의 디지털 및 아날로그 부분은 별도의 소스와 조정기에 의해 전원이 공급됩니다. 또한 트랜시버 보드에는 로컬 저전력 안정 장치가 사용됩니다. 모든 트랜시버 노드는 관련 섹션에서 더 자세히 설명됩니다. 노드 A1. 저역 통과 필터 회로(그림 3)는 5차 LPF 7개로 구성됩니다. 28.. .XNUMXMHz 범위의 경우 기울기가 가파르기 때문에 타원형 저역 통과 필터가 사용됩니다.
노드 A2. 송신기 전력 증폭기. 광대역 트랜시버 전력 증폭기(그림 4) - 2단계. 증폭기의 입력에는 -4dB의 감쇠를 가진 감쇠기 R3-R2가 포함됩니다. 트랜지스터 VT12의 작동 모드는 트리머 저항 RXNUMX에 의해 설정됩니다.
트랜지스터 VT2의 자체 여기를 방지하기 위해 페라이트 링이 드레인 출력에 배치됩니다. 릴레이 K1과 단락 회로는 증폭기의 입력과 출력을 전송 모드의 신호 경로에 연결합니다. 릴레이 K4 및 K5는 수신 모드에서 신호 회로에 -10dB(R19-R21) 및 -20dB(R22-R24) 감쇠기 링크를 포함합니다. 감쇠기는 차폐 파티션에 의해 PA와 분리됩니다. 요소 R17, VD3, R18, C16, C17 - 트랜시버의 출력 전력을 표시하는 회로. 저자는 병렬로 연결된 두 개의 KP907A 트랜지스터와 두 개의 KP901A로 증폭기를 테스트했습니다. 두 경우 모두 출력 전력은 약 40W이고 출력 스테이지 전류는 약 1A입니다. KP901A를 사용하는 것은 증폭기의 균일한 주파수 응답을 얻을 수 없기 때문에 바람직하지 않습니다. 15MHz 이상의 주파수 응답 차단은 첫 번째 단계에서 트랜지스터 및 보정 요소의 선택조차 제거하지 않습니다. KP907A에서 일렬로 만들어진 XNUMX개의 증폭기는 우수한 반복성을 보여 주었고 주파수 응답을 수정할 필요가 없었습니다. 노드 A3. 입력 필터(DFT). 모든 범위를 커버하기 위해 3m 구조의 5개 필터가 사용되었습니다[XNUMX]. 필터 구성표는 그림에 나와 있습니다. XNUMX.
입력 필터의 구현은 매우 책임감 있게 접근해야 합니다. 대역의 감쇠와 신호 대 잡음비가 제조 및 튜닝 품질에 따라 달라지기 때문입니다. 모든 코일의 품질 계수는 200보다 낮지 않아야 하며, 바람직하게는 더 높아야 합니다. 설계상의 이유로 트랜시버의 주 무선 경로는 A4-1과 A4-2의 두 노드로 나뉩니다. 노드 A4-1(그림 6)에는 첫 번째 믹서, IF 전치 증폭기, 첫 번째 기본 선택 필터, 국부 발진기 신호 증폭기, 전송 경로의 신호 증폭기 및 신호 스위치가 포함되어 있습니다. 무선 경로의 이 부분의 총 이득은 10dB를 초과하지 않습니다. 노드의 모든 단계는 50옴 기술을 사용합니다.
수신 모드에서 DFT의 신호(기사 첫 부분의 그림 5 참조)는 노드 A1-4의 핀 1에 공급됩니다. 중간 주파수에서 무선 간섭을 억제하기 위한 경로 입력에서 트랜시버(8,862MHz)에서 노치 필터 L1C1, ZQ1 - ZQ3이 켜집니다. 트랜시버의 첫 번째 믹서는 가역적이며 수신 및 전송 경로에 공통입니다. 광대역 변압기 T1-TZ의 평형 회로와 그림 1에 표시된 KR590KN8A 유형의 DA6 칩에 따라 만들어집니다. 590은 두 개의 트랜지스터로. KR8KN6A 마이크로 회로는 고속 905채널 아날로그 스위치입니다. 공통 기판에 동일한 특성을 가진 3개의 전계 효과 트랜지스터. 마이크로 회로의 트랜지스터는 각 암에 4개씩 믹서 회로에 병렬로 연결됩니다(그림 15에서 마이크로 회로 핀 번호는 괄호 안에 표시됨). 이러한 포함으로 인해 수동 모드에서 믹서의 손실을 크게 줄인 KP2보다 적은 트랜지스터 소스 인 개방 채널 드레인의 낮은 저항을 얻을 수있었습니다. 이미 언급했듯이 믹서는 수동 모드와 능동 모드의 두 가지 모드로 작동할 수 있습니다. 이득이 +4 ... 1dB인 활성 믹서 모드는 노드 AXNUMX - XNUMX의 핀 XNUMX에 +XNUMXV의 공급 전압을 적용하여 켜집니다. 정현파 국부 발진기 신호는 이전에 VT3 트랜지스터를 기반으로 한 광대역 증폭기에 의해 4 ... 2 V 레벨로 증폭된 발룬 변압기 TZ를 통해 믹서 트랜지스터의 게이트에 공급됩니다. 노드 A4 - 4의 핀 1 인 증폭기 입력에 적용되는 국부 발진기 신호의 전압은 200mV를 초과해서는 안됩니다. 소위 다이플렉서라고 하는 정합 회로 L2, C17, R17, L3, C16이 믹서 출력에 연결됩니다. 그 임무는 믹서의 동적 범위를 개선하고, 중간 주파수 신호를 분리하고, 변환 제품의 "꽃다발"에서 가능한 한 IF의 후속 캐스케이드를 제거하는 것입니다. VD2 다이오드의 스위치를 통해 선택된 IF 신호는 반응성 네거티브 피드백이 있는 증폭 회로에 따라 트랜지스터 VT3, VT4에서 만들어진 고선형 저잡음 예비 증폭기에 공급됩니다[1]. 이 유형의 증폭기는 감도가 높고 동적 범위가 넓습니다. 작동의 안정성을 높이기 위해 베이스 전류에 의해 증폭기 단이 안정화됩니다. 또한 마이크로파 주파수에서 여기를 방지하기 위해 다이어그램-FR에 표시된 트랜지스터 VT3, VT4의 컬렉터 단자에 페라이트 링을 배치합니다.신호 피드백 계수를 약화시키기 위해 증폭기는 감쇠기를 통해 서로 분리됩니다. 감쇠 값이 25dB 인 저항 R27 - R3. 주 선택 ZQ4의 필터는 승압 변압기 T8을 통해 트랜지스터 VT4의 증폭기 출력에 연결됩니다. 필터 회로는 그림 7에 나와 있습니다. XNUMX.
1개의 석영 공진기 ZQ7 - ZQ154에 대한 다중 링크 래더 필터 방식에 따라 만들어집니다. 프로토 타입은 128kHz의 오래된 저품질 크리스탈이 사용 된 R-XNUMX 유형 ( "Amur", "Molybdenum")의 구식 수신기 구성표에서 "엿보기"되었습니다. PAL / SECAM 텔레비전 디코더용으로 설계된 최신 공진기에서 필터는 다음과 같은 특성을 나타냅니다.
다이어그램에서 점선으로 표시된 공진기는 필터 기울기의 기울기가 충분하지 않은 경우 설치할 수 있습니다. 필터 후 신호는 강압 변압기 T9를 통해 VT5 트랜지스터 기반 광대역 증폭기로 공급됩니다. 트랜지스터는 공통 게이트 회로에 따라 연결되고 상대적으로 큰 드레인 전류에서 작동하며 고유 잡음이 적고 동적 범위가 큽니다. 그 임무는 필터와 변압기의 감쇠를 보상하는 것입니다. T10 변압기의 탭에서 커패시터 C3O 및 노드의 출력 8을 통해 수신된 신호는 주 IF인 노드 A4-2에 공급됩니다. 전송 모드에서 노드 A4-2 CW 또는 SSB에서 형성된 신호는 트랜지스터 VT3에서 만들어진 전송 경로의 광대역 증폭기 입력인 노드 A4-1의 핀 1에 공급됩니다. 증폭기의 출력에서 커패시터 C5와 다이오드 VD1의 스위치를 통한 신호는 믹서 T1 - T1 DA1에 공급되어 트랜시버의 작동 주파수 중 하나로 전송됩니다. 노드 A4-1의 핀 3을 통해 신호가 노드 AXNUMX(DFT)에 공급됩니다. 수신 및 전송 모드에 해당하는 방향으로의 신호 통과는 KA1A 유형의 핀 다이오드 VD2VD507의 스위치에 의해 제어됩니다. 트랜시버의 노드 A6에서 핀 7(RX) 또는 핀 9(TX)에 제어 전압이 적용되면 다이오드가 잠금 해제됩니다. 이러한 다이오드의 선택은 우연이 아닙니다. 열린 상태에서 저항은 0,1 ... 0,4 옴이며 최대 500 와트의 전력을 전송할 수 있습니다. 동일한 회로가 적절한 모드에서 작동하는 노드의 증폭 단계에 전압을 공급합니다. 주 IF 증폭기, 노드 A4-2의 다이어그램이 그림 8에 나와 있습니다. 4. 노드 A1 - 4의 출력 임피던스와 입력 노드 A2 - 50 - 약 1옴으로 동축 RF 케이블로 연결할 수 있습니다. 공통 게이트 회로에 따라 연결된 트랜지스터 VT1, VTV의 입력 단계는 이득이 작고 잡음이 적으며 동적 범위가 큽니다. 캐스케이드는 IF 주파수에 맞춰진 L3CXNUMX 공진 회로에 로드됩니다.
주요 IF 이득은 2 게이트 전계 효과 트랜지스터 VT4-VT10, VT3에서 1 단계 증폭기에 의해 수행됩니다. 트랜지스터의 첫 번째 게이트 전압은 제너 다이오드 VD2에 의해 +0V에서 안정화됩니다. 트랜지스터의 두 번째 게이트는 수동 또는 자동(AGC) 이득 제어와 전송 중 IF의 자동 차단을 제공합니다. 이를 위해 노드 A8의 5 ~ +XNUMXV 제어 전압이 노드의 단자 XNUMX를 통해 트랜지스터 게이트에 공급됩니다. 노드 A4-2의 IF 경로 이득은 60dB를 초과하지 않습니다. 트랜지스터 VT2, VT3, VT10의 캐스케이드는 각각 약 16dB의 Ku를 가지며 VT4의 캐스케이드는 약 6dB입니다. 이 게인 분배의 선택은 중요하며, 이러한 단계의 모드는 많은 요구 사항을 기반으로 선택되며, 주요 요구 사항은 두 번째 게이트에서 AGC 제어의 매우 선형적인 응답과 증폭기의 소프트 노이즈 모드입니다. 선형성을 유지하는 것과 같은 이유로 저자는 노이즈 매개 변수가 더 우수하지만 두 번째 게이트에 대한 제어 특성이 짧은 "이국적인"BF350이 아닌 UFC에서 KP981 트랜지스터를 사용했습니다. IF의 4단(VT10)과 1단(VT2) 사이에는 필터 ZQ1(SSB) 및 ZQ2(CW)가 포함됩니다. 신호를 받으면 두 번째 FOS로 작동하고 전송하면 신호를 형성하는 주요 FOS로 작동합니다. 필터는 릴레이 접점 KXNUMX 및 KXNUMX로 전환됩니다. ZQ1 필터의 회로 및 매개변수는 노드 A4-4의 ZQ1 필터와 동일합니다. 전신 작업 ZQ2용 협대역 석영 필터는 그림 9에 표시된 회로에 따라 만들어집니다. XNUMX 다음과 같은 특징이 있습니다.
트랜지스터 VT4의 캐스케이드 출력 저항과 VT5, VT10의 입력 저항은 대략 5kOhm과 같습니다. ZQ1, ZQ2 필터의 낮은 입력 및 출력 저항은 리액티브 링크(P - 회로) L8 - L11, C23 - C30을 사용하여 이러한 스테이지와 일치합니다. 이 일치 옵션을 사용하면 필터의 감쇠를 크게 줄일 수 있습니다. IF의 마지막 단계인 L4L5 회로의 부하에서 신호가 키 감지기인 VT12 트랜지스터로 전달됩니다. 기준 주파수 신호는 노드 A8에서 핀 6을 통해 트랜지스터의 게이트로 공급됩니다. C57L15C58 저역 통과 필터를 통해 검출기에서 분리된 저주파 신호는 트랜지스터 VT13, VT14에서 만들어진 첫 번째 ULF 단계로 전달된 다음 커패시터 C61을 통해 노드 핀 7의 출력으로 전달됩니다. 이 단계 강조되어야 한다. A4 노드의 모든 신호 변환 및 처리는 낮은 레벨(0,1 ~ 300μV)에서 발생하므로 트랜시버의 저음 증폭기는 매우 높은 감도와 약 +74dB의 큰 이득을 갖습니다. 그리고 여기에서 간섭 문제가 발생합니다. 트랜지스터 VT13, VT14의 캐스케이드를 복합 보완 Shiklai 이미 터 팔로워라고합니다. 그것은 우리의 경우에 놀라운 특징을 가지고 있습니다. 전송 계수는 전체 저주파 범위에서 1에 가깝고 입력 임피던스는 약 1,5MΩ이지만 출력은 1,5Ω에 불과합니다. 놀라운! 신호가 메인 ULF로 안전하게 들어가는 것으로 나타났으며, 신호 소스가 Rout = XNUMX Ohm, 즉 ULF 입력이 단락된 경우 어떤 간섭이 있을 수 있습니다! 전송 모드에서 A6 DSB 또는 CW 노드에서 나오는 신호는 (핀 10을 통해) VT8 트랜지스터의 전환된 캐스케이드에 공급됩니다. 캐스케이드의 작동은 트랜지스터 VT9의 키로 제어됩니다. 그런 다음 신호는 SSB 신호 추출이 있는 ZQ1 또는 협대역 CW ZQ2 필터 중 하나를 통과합니다. 필터 뒤에 오는 트랜지스터 VT5, VT6을 기반으로 하는 공진 캐스코드 증폭기는 낮은 입력 커패시턴스, 양호한 입력/출력 디커플링 및 약 16dB의 Ku를 갖습니다. 트랜지스터 VT7에서 - 전송 중 캐스케이드 작동을 제어하는 키. 신호는 캐스코드 증폭기의 결합 코일 L4에서 믹서 보드 A1-7로 전달됩니다. 송신시에는 노드 A4-2의 필터 중 하나만 사용하며, 두 노드의 필터를 직렬로 연결하여 송신을 시도하였으나 상대방이 신호를 잘 읽지 못하여 송수신기 설계에 반영되지 못하였다. . VT11 트랜지스터의 캐스케이드는 전송 중에 신호를 듣도록 설계되었습니다. 청취자 신호의 레벨은 노드의 핀 9를 통해 트랜지스터의 두 번째 게이트에 제어 전압을 적용하여 조정됩니다. 신호는 커패시터 C7 및 C4을 통해 노드 A2 40의 전송 경로 출력단의 결합 코일 L53에서 가져옵니다. 체인 VD2 - VD4, R20, C32, C3Z, L12 및 VD5 다이오드는 특히 100μH 이상의 인덕턴스를 포함하는 단계에서 전력 스위칭 스테이지를 완전히 분리하고 스위칭 노이즈를 제거할 수 있게 합니다. 노드 A5. 주요 ULF 및 AGC 노드 A4-2의 출력에서 나오는 저주파 신호는 핀 5에서 노드 A1의 입력으로 공급됩니다(그림 10).
첫 번째 ULF 스테이지는 저저항 오디오 신호 소스와 함께 작동하도록 특별히 설계된 저잡음 증폭기인 DA1 칩(KR538UNZA)에서 만들어집니다. 적용된 일반 스위칭 옵션에서 마이크로 회로는 최대 +47dB의 신호 증폭을 제공합니다. 트랜지스터 VT1 및 VT2(우리에게 이미 친숙한 Shiklai의 이미 터 팔로워)에서 캐스케이드를 따라가는 것은 로드하지 않습니다. 리피터의 출력에서 신호는 저역 통과 대역 통과 필터 L1-L5C11-C15로 이동하여 250...300Hz에서 3500...4000Hz까지의 주파수 대역을 선택하고 에지에서 감쇠가 30보다 우수합니다. dB. 즉, EMF와 유사하지만 저주파에서만 나타납니다. 이러한 필터의 특성은 204옴과 같은 입력 및 출력 임피던스의 정확한 일치로만 얻을 수 있으며 LC 필터 요소의 허용 오차 값은 5% 미만입니다[4]. 필터 입력은 1ohm의 직렬 연결된 저항 R2를 통해 트랜지스터 VT5, VT200의 캐스케이드에 연결되고 이미 터 팔로워의 Rout이 1,5ohm이면 매칭이 거의 완벽합니다! 부하 저항 R6도 필터 출력에 포함됩니다. 필터 후 릴레이 K1의 상시 폐쇄 접점을 통해 신호(그림 10의 A 지점)가 4채널 저주파 신호 스위치인 DA6 마이크로 회로의 입력으로 들어갑니다. 전송 모드에서 노드 A4에서 전신 신호 자체 제어 신호가 공급됩니다. 스위치 전환은 트랜시버의 노드 A7에서 핀 1에 제어 신호가 적용될 때, 즉 수신에서 전송으로 전환될 때 발생합니다. DA4 마이크로 회로의 채널 2 출력에서 신호가 AGC 증폭기의 입력(B 지점)으로 공급됩니다. 채널 5의 출력에서 DA1 칩의 일반적인 스위칭 회로에 따라 만들어진 전력 증폭기의 입력(포인트 C)까지 PA의 입력에는 옵토커플러 UXNUMX에 설치된 원격 볼륨 컨트롤이 설치됩니다. . 얕은 제어 범위에도 불구하고 이 옵션은 긴 연결 와이어와 종종 간섭 및 배경의 원인이 있는 기존 전위차계에 대한 좋은 대안입니다. 전신 및 디지털 신호를 수신할 때 선택을 늘리기 위해 DA5 및 DA2 마이크로 회로에 만들어진 노드 A3에 활성 저역 통과 필터가 설치됩니다. -6dB 및 -20dB 레벨에 대한 필터 대역폭은 각각 240 및 660Hz입니다. A4-2 노드에도 800Hz 대역의 석영 필터가 있다는 점을 감안하면 PSK 작동에도 충분합니다. 필터는 노드의 출력 1에 전압 +1.1V가 적용될 때 릴레이 접점 K1.2(K2 및 K15)에 의해 저주파 경로 회로에 연결됩니다.원칙적으로 활성 필터에 이중 전위차계를 설치할 수 있습니다. 작은 한계 내에서 튜닝 주파수를 변경하거나 회로를 약간 복잡하게 만들려면 "Mot.sp" 필터 [1,2]와 유사한 노치를 만드십시오. AGC 증폭기는 트랜지스터 VT3-VT8에서 만들어집니다. 전압 배가 검출기와 VD3-VD4 다이오드에서 만들어진 "AND" 요소를 통해 VT3VT7의 캐스케이드에 의해 증폭된 신호는 R18C36 및 R19C35와 같이 시간 상수가 다른 두 개의 RC 회로를 충전합니다. VT5VT6의 DC 증폭기에서 AGC 제어 신호가 생성됩니다. 증폭기 입력의 구성 저항 R7은 AGC 작동 레벨을 설정하는 데 사용됩니다. 트랜시버의 작성자는 약 2μV의 레벨을 갖습니다. 구성 저항 R22는 AGC 시스템의 제어 특성 기울기를 조절합니다. 트랜지스터 VT5는 높은 기울기로 사용해서는 안됩니다. 트랜지스터 소스에서 저항 R21 양단의 전압은 1,2V(제어 기준)를 초과해서는 안 됩니다. AGC의 제어 전압은 트랜지스터 VT6의 컬렉터에서 제거되고 S 미터는 트랜지스터의 이미 터에 연결됩니다. 트랜지스터 VT7 및 VT8의 캐스케이드는 수신에서 전송으로 또는 그 반대로 전환하는 동안 과도 현상을 설정하기 위해 약간의 지연을 제공합니다. AGC의 실제 테스트 결과는 다음과 같습니다. 트랜시버 입력의 신호가 2μV에서 1V로 변경되었을 때 출력 신호는 5dB 이하로 변경되었으며 더 신중하게 조정하면 3dB 이하로 변경되었습니다. AGC 조정 범위는 약 114dB로 양호한 수신 경로에 충분합니다. 트랜지스터 VT1 (그림 6)의 기본 회로에 560 옴 저항을 도입하여 기본 단자와 공통 와이어 사이에 연결하는 것이 좋습니다. 이렇게 하면 이 트랜지스터의 대기 전류 설정이 더욱 간단해집니다. 트랜시버의 전송 경로는 노드 A6에서 시작하며 구조적으로 노드 A6-1과 A6-2의 두 부분으로 나뉩니다. SSB 모드에서 신호 전송의 효율성을 높이기 위해 트랜시버는 SSB 신호의 평균 전력을 4~6배(6... 8dB). DXQSO를 수행하거나 QRM(QRN) 조건에서 수행할 때 제한된 신호는 더 높은 품질과 좋은 명료도를 가집니다. 노드 A6-1은 트랜시버의 DSB 드라이버와 마이크 사이에 연결된 장치입니다. 노드의 개략도는 그림 11에 나와 있습니다.
마이크의 오디오 신호는 노드의 핀 1에 공급됩니다. 그런 다음 커패시터 C2와 레벨 조정기(노드 A2-3의 단자 6와 1 사이에 연결된 가변 저항)를 통해 신호가 DA1 칩에 만들어진 마이크 증폭기에 공급됩니다. 일렉트릿 마이크는 트랜시버와 함께 사용되며 R1 - R3C1 체인이 트랜시버에 전원을 공급합니다. 저역 통과 필터 L1C4는 자체 송신기에서 마이크 증폭기 입력까지의 고주파 간섭을 감쇠시켜 자체 여기 위험을 줄입니다. 릴레이 K1의 접점은 증폭기 보정 회로를 전환하여 300 ~ 3000Hz 영역에서 최대 +16dB까지 주파수 응답을 높입니다. 증폭기의 출력 저주파 신호 레벨(150 ... 200 mV)은 트리밍 저항 R9로 설정됩니다. 트랜지스터 VT1의 이미터 팔로워를 통해 신호는 B. Larionov(UV9DZ) [5]가 개발한 리미터 회로로 들어갑니다. 트랜지스터 VT5는 최초의 핵심 RF 리미터 믹서입니다. VT5 게이트는 트랜지스터 VT0,7-VT3에서 만들어진 기준 석영 발진기로부터 약 4V 진폭의 신호를 수신합니다. VT2 소스 회로의 L25C5 회로는 500kHz의 주파수로 조정됩니다. ZB1 전기 기계 필터에 의해 선택된 단일 측파대 신호는 VT6 전계 효과 트랜지스터 및 VD3VD4 다이오드에서 만들어진 제한 증폭기에 공급됩니다. 제한 정도는 다이오드가 연결된 후 동일한 지점의 전압에 대한 다이오드 VD6VD3가 꺼진 상태에서 트랜지스터 VT4의 드레인에서의 RF 전압의 비율로 정의됩니다. 이 값은 7...8dB입니다. 트리머 저항 R24는 캐스케이드의 이득을 VT4로 설정하여 최소한의 제한으로 SSB 신호의 최적 레벨을 유지합니다. 이것은 최소 및 최대 클리핑 레벨에서 라디오의 전송 신호를 비교할 때 중요합니다. 고조파 및 조합 주파수의 증가를 억제하기 위해 신호는 첫 번째와 동일한 두 번째 EMF ZB2를 통과합니다. 전계 효과 트랜지스터 VT7(Ku = 6 ... 10dB)의 캐스케이드는 필터의 감쇠를 보상하지만 EMF가 양호하면 설치되지 않을 수 있습니다. 제한된 단일 측파대 신호는 VT8 전계 효과 트랜지스터의 두 번째 키 믹서 검출기로 공급되며, 이 트랜지스터의 게이트에는 500kHz 기준 발진기 신호도 공급됩니다. 감지되고 필터링된 신호는 DA2 칩의 연산 증폭기에 의해 증폭되고 VT2 트랜지스터의 이미터 팔로워를 통해 A6-2 형성 장치로 공급됩니다. 음성 프로세서의 출력 신호 레벨은 튜닝 저항 R35에 의해 설정됩니다. 릴레이 K2 및 단락을 통해 음성 프로세서를 전송 경로에서 제외할 수 있습니다. 이 옵션은 수신 지점의 신호 레벨이 종종 높고 제한으로 인해 명료도가 떨어질 수 있으므로 로컬 QSO를 만들 때 필요할 수 있습니다. A6-2 노드, DSB 및 CW 신호 전압 드라이버의 다이어그램은 그림 12에 나와 있습니다. XNUMX.
상위 대역의 기준 석영 발진기는 VT1VT2 트랜지스터에서 만들어집니다. 석영 공진기 ZQ1(1kHz)과 직렬로 연결된 인덕터 L8862,7을 사용하면 주 선택 필터의 주파수 응답의 낮은 기울기에서 -20dB 레벨 포인트에 해당하는 주파수로 생성기를 미세 조정할 수 있습니다. 트랜지스터 VT2의 이미 터에서 기준 발진기 신호는 트랜지스터 VT3의 버퍼 증폭기를 통해 VD2VD3 바리 캡 및 변압기 T1에서 만들어진 평형 변조기로 공급됩니다. 또한 이미 터 VT2에서 노드의 출력 2를 통한 신호는 노드 A4-2에서 키 감지기로 공급됩니다. 변조기는 높은 선형성을 가지며 반송파를 최소 56dB까지 억제할 수 있습니다(저자가 반복적으로 검증함) 변조기는 트리밍 저항 R20 및 R24를 사용하여 균형을 이룹니다. 트랜지스터 VT8(Ku = 6dB)의 증폭기를 통해 노드 A6-1의 오디오 주파수 신호 전압이 평형 변조기 변압기의 XNUMX차 권선 중간점에 적용됩니다. 캐스케이드는 트랜시버 작동 모드 스위치에서 핀 15 및 16에 공급 전압이 적용될 때만 작동합니다. 동일한 회로에서 릴레이 K1이 설치되어 접점과 함께 균형 변조기의 출력을 전송 경로에 연결합니다. VT50 이미 터 회로의 트리머 저항 R8에서 AF 신호가 노드 A7에 위치한 VOX 회로로 공급됩니다. 조작된 CW 신호 수정 발진기는 VT9 트랜지스터에서 만들어집니다. 석영 공진기 ZQ3 8863,5kHz)의 주파수는 ZQ1 공진기의 주파수보다 800Hz 더 높습니다. 즉, 송수신기의 기본 선택 필터의 투명 대역에 속합니다. CW 생성기는 노드 A9에 위치한 키 회로를 사용하여 저항 R43, R44를 통해 VT7 트랜지스터의 기본 회로를 통해 제어되며, 이는 전신 신호의 필요한 상승 및 하강 시간 매개 변수를 각각 5 및 7ms로 형성합니다. SSB 또는 CW의 작동 유형에 따라 평형 변조기 또는 전신 국부 발진기에서 릴레이 K4의 접점을 통해 트랜지스터 VT1의베이스에 신호가 공급됩니다. 조정 가능한 DSB 및 CW 송신기 신호 증폭기는 VT3 트랜지스터에 조립됩니다. 캐스케이드 이득은 수동 신호 전원 조정기(노드 A5-6의 단자 2를 통해)와 VT10 트랜지스터에서 만들어진 ALC 제어 회로에서 트랜지스터의 두 번째 게이트에서 전압을 변경하여 조정됩니다. 캐스케이드 부하는 IF 주파수에 맞춰진 L4L5C26 회로입니다. 약 5V 레벨의 출력 신호는 블록 A1-4의 IF 전치 증폭기와 주 선택 필터에 공급되는 결합 코일 L2에서 가져옵니다. VT6VT7 트랜지스터의 기준 발진기는 역방향 대역을 듣는 데 사용됩니다. 수정 공진기 ZQ2(8865,8kHz)의 주파수는 FOS 주파수 응답의 위쪽 기울기에서 -20dB 지점에 해당하며 커패시터 C45에 의해 미세 조정됩니다. DA1 칩에는 전신 작업 시 신호 자체 모니터링 및 SSB 모드(작동 모드 - "TUNE")에서 트랜시버 설정을 위해 RC 톤 발생기가 조립됩니다. 주파수가 800Hz이고 레벨이 약 50mV인 이 생성기의 신호는 노드의 단자 11을 통해 ULF 트랜시버 노드 A5로 공급됩니다. 저항 R60을 선택하여 신호 레벨을 줄이거 나 늘릴 수 있습니다. 전신으로 작업할 때 톤 제너레이터는 VT9의 제너레이터와 동시에 "TX/KEY" 회로를 따라 포지티브 소포를 공급함으로써 켜집니다. 송신기를 SSB("TUNE") 모드로 튜닝할 때 톤 제너레이터 신호는 외부 분배기와 스위칭 회로를 통해 노드 A6-1의 마이크 입력으로 공급됩니다. 노드 A7은 VOX 음성 제어 장치를 사용하거나 전신 키 또는 페달을 눌러 전송 모드로 트랜시버를 제어합니다. 노드 다이어그램은 그림에 나와 있습니다. 13.
수신 모드에서 노드의 핀 15에 지속적으로 적용되는 +11V의 공급 전압은 트랜지스터 VT13 및 VT14, 핀 13(RX)의 제어된 키 출력에만 존재합니다. VOX 시스템의 입력(노드 A1의 핀 7)은 트랜시버의 마이크 증폭기 출력(노드 A7-6의 핀 1)에 연결됩니다. VOX 작업은 해당 +3V 공급 전압 스위치를 통해 노드 A7의 핀 15에 적용될 때 가능합니다.트랜지스터 VT1의 캐스케이드에 의해 증폭된 AF 신호는 트랜지스터 VT2에서 만든 제한 증폭기에 공급됩니다. 신호 제한 전압, 즉 VOX 시스템 작동 임계값은 튜닝된 저항 R4에 의해 설정됩니다. 제한된 신호는 다이오드 VD1, VD2에 의해 감지되고 7V 이상의 레벨이 타이밍 체인 C9R9에 공급됩니다. 트리머 저항 R0,2는 음성 제어 시스템 작동을 위한 지연 시간을 2 ~ XNUMX초 이내로 설정합니다. 또한이 신호는 트랜지스터 VT5, VT6에서 만들어진 단일 진동기를 시작하고 트랜지스터 VT7, VT8의 반전 캐스케이드를 통해 VT13 및 VT14의 키 캐스케이드가 닫히고 트랜지스터 VT11, VT12의 캐스케이드가 열리고 전압 + 노드(TX)의 단자 12에 15V가 나타납니다. 이 출력의 전압은 전송 모드에서 작동하는 트랜시버 회로에 공급됩니다. C7R9 RC 회로에 의해 결정된 시간 후에 마이크 증폭기에서 신호가 없으면 이러한 주요 단계는 "역방향" 상태로 전환되고 핀 13에 +15V(RX)가 나타나고 핀 12의 전압이 XNUMX이 됩니다. 트랜시버 스피커에서 마이크로 들어오는 소리로 인해 전송 모드가 켜지는 것을 방지하기 위해 트랜지스터 VT3, VT4에 "anti-VOX" 장치가 만들어져 상대방의 신호가 있는 동안 VOX의 작동을 차단합니다. . "anti-VOX" 입력(노드 A2의 핀 7)은 ULF 출력에 연결됩니다. ULF의 신호는 트랜지스터 VT3에 의해 증폭되고 다이오드 VD3, VD4에 의해 정류되며 커패시터 C14를 충전합니다. 트랜지스터 VT4의 핵심 단계는 VOX - C7R9 시스템의 주요 타이밍 회로를 션트합니다. 트리머 저항 R10은 "anti-VOX" 시스템의 임계값을 설정합니다. 트랜지스터 VT9 및 VT10에서 생성된 캐스케이드는 각각 전신 키(KEY) 또는 페달(PTT)에서 트랜시버를 전송으로 전환하는 것을 제어합니다. CW 모드의 제어 체계는 "반이중" 작동을 허용합니다. 전신 키(핀 8)를 누르면 VT9 트랜지스터(핀 6, 회로 TX / KEY)의 수집기에 일정한 전압이 나타나며, 이는 R32C19VD5 체인을 통해 VT5, VT6에서 단일 진동기를 시작한 다음 전환됩니다. 회로를 통한 주요 단계. CW 모드의 일시 중지 시간은 저항 R18와 병렬로 연결된 튜닝 저항 R9의 값에 의해 결정되며 0,1 ... 0,6 초가 될 수 있으며 이러한 일시 중지 동안 상대방의 신호를 듣습니다. 이 모드는 테스트 작업을 할 때 편리합니다. CW 모드에서 일시 중지하지 않고 작업하려면 전송 기간 동안 페달을 밟는 것으로 충분합니다. VOX 시스템이 꺼져 있으면 SSB 모드의 변속기로의 전환도 페달로 수행됩니다. VT10 트랜지스터의 키 출력에서 R36C22VD6 회로를 통해 페달 (PTT)의 제어 신호가 단일 진동기의 입력으로 공급됩니다. 트랜시버 튜닝 모드(TUNE)에서 +5V는 노드 A7의 핀 15에 공급되며 R40C25VD7 회로를 통해 원샷 입력으로 공급되어 트랜시버가 전송으로 전환되도록 합니다. 트랜지스터 VT15 및 VT16의 키 스테이지는 노드 A2의 단락 안테나 릴레이를 제어하는 데 사용됩니다. 송수신기 범위 스위치 노드 A9는 그림에 표시된 다이어그램에 따라 만들어집니다. 14. 송수신기의 전원을 켜면 1,8MHz 대역이 자동으로 켜집니다.
DD1 칩에는 클럭 주파수가 약 1Hz 인 발진기가 조립되어 있으며 그 신호는 가역 카운터 인 DD2 칩의 클럭 펄스 입력에 공급됩니다. 순차적 카운팅의 방향은 노드 A2의 터미널 3와 9에 연결된 외부 스위칭 회로(버튼 DOWN 및 UP)를 통해 제어됩니다. 카운터 DD2의 출력 이진 코드 십진 코드는 디코더 칩 DD3을 사용하여 십진 코드로 변환됩니다. 트랜지스터 VT3 -VT1의 제어 키는 DD18 마이크로 회로의 출력에 연결되어 범위 전환 릴레이에 대한 공급 전압이 노드 A1, A3, A8, A10 및 A11에 공급됩니다. 트랜시버의 국부 발진기는 산업용 VHF 생성기(노드 A12)와 가변 분할 비율(노드 A8-1)을 갖는 주파수 분배기를 기반으로 합니다. 트랜시버 믹서에 들어가기 전에 신호는 A8-2 노드에서 사전 필터링됩니다. 디지털 모드로 작업할 때 로컬 발진기 주파수의 높은 안정성을 보장하기 위해 트랜시버는 주파수 고정 루프(FLL) 주파수 안정화 시스템인 노드 A10을 사용합니다. 노드 A12 - HF-VHF 라디오 방송국 R-107M의 부드러운 범위 생성기. 그 개략도는 Fig. 15. 발생기의 작동 주파수 범위는 30,15 ~ 63,7MHz입니다. 발전기는 밀폐된 장치이므로 주파수-시간 특성을 위반하지 않도록 발전기를 열고 회로를 변경하지 않는 것이 좋습니다.
저자가 수동 온도 제어를 사용하여 트랜시버에서 설정한 GPA 주파수의 드리프트는 50분 예열 후 어떤 주파수에서도 15Hz를 초과하지 않았습니다. 분할 비율이 가변적인 분배기인 A8-1 노드의 다이어그램이 그림 16에 나와 있습니다. 107. R1M 생성기의 신호는 트랜지스터 VT2, VT1 및 DD1.1 마이크로 회로에서 만들어진 셰이퍼의 입력으로 공급됩니다. DXNUMX 칩의 첫 번째 요소는 선형 모드에서 증폭기로 작동합니다.
셰이퍼에서 신호는 2비트 이진 주파수 분배기인 미세 회로 DD3 및 DD2에 공급됩니다. 포함된 트랜시버 범위에 따라 분배기(4-8-1)의 분할 비율 선택은 릴레이 스위치 K4-KZ와 DD8,862 칩의 논리 스위치에 의해 결정됩니다. 작동 범위에 따라 1MHz와 동일한 Fp에서 DPKD의 출력에서 얻은 국부 발진기의 주파수 스펙트럼이 표에 나와 있습니다. XNUMX.
가산기 및 버퍼 단계는 DD5 칩에서 만들어집니다. 첫 번째 요소 DD5의 출력에서 신호는 두 번째 출력에서 디지털 스케일의 입력으로 (노드 A11-8의 핀 1을 통해) 주파수 안정화 시스템 FLL의 입력으로 공급됩니다 (핀 12의 노드). 트랜시버의 첫 번째 믹서에 대한 로컬 오실레이터 신호는 가능한 한 깨끗하고 단색이어야 합니다. 이를 위해 형성 회로로 작동하는 칩 DD5 및 변압기 T3을 사용하여 요소 DD6 1 뒤의 직사각형 신호가 정현파 신호로 변환됩니다. VT3 트랜지스터를 기반으로 한 광대역 증폭기는 약 +14dB의 이득과 최대 40MHz의 주파수까지 균일한 주파수 응답을 제공합니다. L1C14C15C16L2 저역 통과 필터의 차단 주파수는 25MHz입니다. 19 ~ 20MHz의 주파수에서 노드 A8-1의 출력은 200옴 부하에서 진폭이 250 ~ 50mV인 순수 정현파여야 합니다. 주파수가 낮은 범위에서는 정현파가 왜곡되고 진폭이 증가합니다. FLL 주파수 안정화 장치 (노드 A10)의 다이어그램이 그림 17에 나와 있습니다. XNUMX.
GPA 신호는 다양한 분할 비율(M)로 DD1 및 DD2 마이크로 회로의 이진 카운터 라인에 공급됩니다. 필요한 분배 계수 DD1은 계전기 K1-K4를 사용하여 선택됩니다. DD2 카운터의 분배 계수는 1024와 4096으로 일정하게 선택됩니다. 디지털 믹서는 DD3 칩에서 만들어집니다. DD3 칩의 입력 D에는 4MHz DD50 수정 발진기의 기준 주파수 신호가 공급됩니다. 클록 주파수는 DD3 칩의 입력 C에 적용됩니다. DD1 및 DD2의 도움으로 숫자 M으로 나눈 GPA의 주파수 DD12 마이크로 회로의 출력 Q2에서 가져온 보정 펄스는 트랜지스터 스위치 VT2에 공급됩니다. 이 주파수는 두 개의 이진수만큼 다르며 Q2 출력의 동일한 DD10에서 가져옵니다. VT1 및 VT2 키는 DA1 칩에서 만든 적분기의 작동을 제어하며 적분기의 출력에서 GPA varicap에 제어 전압이 공급됩니다. 이 체계는 [6]에서 차용했지만 일부 수정 사항에서 원본 소스와 다릅니다. 특히 DD1 칩의 첫 번째 바이너리 카운터의 출력에는 트랜시버의 동작 범위에 따라 분주비를 선택하기 위한 릴레이 스위치가 설치된다. DD3 디지털 믹서는 고속 74AC74 칩을 사용하고 주요 트랜지스터 VT1 및 VT2는 고주파수로 대체됩니다. 또한 추가 연산 증폭기 DA2가 장치에 도입되었습니다. 연산 증폭기 DA2.1의 절반에는 +1V의 기준 전압에 비해 적분기 DA7,5의 출력에서 제어 전압 범위를 줄이는 작업을 하는 가산기가 있습니다. DA1 마이크로 회로의 출력에서 저항 R7 및 R15의 연결 지점에서 제어 전압이 0. +11V 내에서 변할 수 있는 경우 DA2 출력에서 이 전압은 이미 공칭 값 5,5pF의 +9,5 ... 커패시터 C107가 연결됩니다. varicap VD9과 직렬 연결. GPA R-270M의 바리캡에 같은 값의 바이어스 전압이 이미(내부적으로) 인가되었기 때문에 제어 전압의 하한은 +1V보다 작지 않아야 합니다(그림 5,5 참조). 저항 R107 및 R15 값의 비율은 출력 전압 변화의 한계를 결정하며 R-14M에서 생성기의 특정 인스턴스에 대해 선택할 수 있습니다. DA2.1로 만든 인버터를 사용하면 DA1 출력에 대한 제어 전압의 극성을 저장할 수 있습니다. 예시적인 주파수 DD4의 소스로서 통합 수정 발진기 СХО-43В가 TTL 출력 레벨을 가진 구형 컴퓨터의 50MHz 주파수에서 사용되었습니다. 노드 A14의 결론 15와 10는 트랜시버 전면 패널의 튜닝 노브 옆에 있는 외부 스위치(예: 푸시 버튼)를 통해 상호 연결됩니다. 스위치가 닫히면 트랜시버가 튜닝되고 스위치가 열리면 주파수가 캡처됩니다. 저항 R5 및 R12의 값이 다이어그램에 표시된 상태에서 DA1 적분기의 전체 주기(최소 출력 전압 레벨에서 최대 출력 전압 레벨까지)는 50 ... 60초입니다. 이는 저주파수 드리프트(스틱아웃)가 있는 발진기에 해당합니다. GPA의 드리프트 시간이 600Hz/min을 초과하는 경우(분명히 밀봉을 위반하거나 충격 하중을 받는 표본도 있음) R5 및 R12의 정격을 1MΩ으로 줄여야 합니다. 적분기의 주기 시간을 몇 초로 크게 줄입니다. SSB 및 CW 작동을 위해 FLL 안정화 시스템은 실제로 사용되지 않을 수 있으며 디지털 통신 모드에서만 켜야 합니다. P1_1_ 시스템이 작동하는 동안 캡처된 주파수를 유지하는 정확도는 몇 시간 동안 ±10Hz보다 우수합니다. 노드 A8-2(그림 18)에는 트랜시버 국부 발진기 신호의 스펙트럼 순도를 개선하는 역할을 하는 5차 저역 통과 필터가 포함되어 있습니다. 필터 컷오프 주파수: L1C1-C3L2 - 6MHz; L3C4-C6L4 - 11,3MHz; L5C7-C9L6 - 13,5MHz; L7C10-C12L8 - 17MHz. 10MHz 및 28MHz 범위의 LPF는 DPKD 보드에 있으며 A8-2 노드 대신 일치하는 감쇠기가 연결됩니다. 노드 A8-2의 출력에서 신호(정현파)의 진폭과 모양은 국부 발진기의 모든 작동 주파수에서 표준에 해당합니다.
릴레이 K1 및 K2 - 로컬 발진기 스위치(주 또는 보조). 트랜시버의 디지털 스케일 노드 A11(그림 19)에는 기능이 없으며 회로 및 설계가 제안된 것과 다를 수 있습니다.
트랜시버의 두 번째 GPA 인 노드 A13은 그림에 표시된 방식에 따라 만들어집니다. 20. 예를 들어 "Largo-91"트랜시버와 같이 저자의 이전 개발에서 유사한 옵션이 사용되었습니다. 그리고 트랜시버의 주요 매개 변수가 측정 된 것은 그러한 GPA를 사용했습니다. 트랜시버에 두 번째 GPA를 설치할 필요는 없지만 R-107M의 발전기가 없는 경우 대안으로 수행할 수 있습니다(모두에게 충분하지 않습니다!).
GPA는 회로가 동일하지만 주파수 설정 회로의 매개 변수와 버퍼 스테이지 트랜지스터의 이미 터 회로에 저항이 없다는 점에서 서로 다른 11 개의 생성기로 구성됩니다. 저항 R20은 2개 발전기 모두에 공통입니다. 발전기는 XNUMX섹션 가변 커패시터로 재구축됩니다. 무화과에. 도 XNUMX은 XNUMX개의 생성기 중 하나의 다이어그램을 보여준다. 각 발전기의 저항 및 커패시터 정격은 표에 나와 있습니다. XNUMX.
발전기는 노드 A5,6의 단자 2-7에 +13V의 공급 전압을 적용하여 전환됩니다. 생성기 출력은 DPKD 보드의 L8C2C1C14L15와 유사한 저역 통과 필터를 통해 A16-2 노드에 연결되어야 합니다. 그림과 같이 디지털 스케일. 19. FLL 시스템은 두 번째 GPA에도 적합하지만 DA2 마이크로 회로는 회로에서 제외되어야 하며 GPA 디튜닝 바리캡에 대한 제어 신호는 저항 R7과 커패시터 C12의 연결 지점에서 제거되어야 합니다. 문학
저자: Kir Pinelis(YL2PU), 라트비아 다우가프필스. 메모리 YL2HS
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