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라디오 전자 및 전기 공학의 백과사전 전계 효과 트랜지스터를 기반으로 한 믹서입니다. 무선전자공학 및 전기공학 백과사전
독자의 관심을 끄는 기사에서는 제어 저항 모드(전원 없이)에서 사용되는 전계 효과 트랜지스터에서 만들어진 혼합 회로의 변형을 조사하고 논의합니다. 이러한 믹서에는 수신기, 특히 헤테로다인 수신기(직접 변환)의 동적 범위를 크게 확장할 수 있는 여러 가지 장점이 있습니다. 오늘날의 심각한 방송 간섭 환경에서는 믹서의 큰 동적 범위가 중요합니다. 이를 통해 실질적으로 감쇠되지 않는 강력한 대역 외 신호의 누화, 상호 변조 및 유사한 간섭을 크게 제거할 수 있습니다. 메인 선택 필터 앞에 설치된 캐스케이드에 의해. RF 주파수 변환기에서 선형성을 높이는 여러 조치를 취하는 것이 여전히 가능하다면 믹서는 비선형 요소(다이오드, 트랜지스터)에서 가장 자주 만들어지며, 이는 주파수를 변환하는 많은 믹서의 작동 원리에 따라 수행됩니다. , 비선형이어야 합니다. 이러한 이유로 믹서의 다이내믹 레인지는 일반적으로 AMP보다 나쁩니다. 제어된 능동 저항 모드의 전계 효과 트랜지스터를 기반으로 한 믹서가 제안되어 오랫동안 사용되어 왔지만 그 장점은 아직 충분히 평가되지 않았습니다. 하나의 전계 효과 트랜지스터를 사용하는 가장 간단한 믹서의 회로가 그림 1에 나와 있습니다. XNUMX.
입력 회로의 신호는 트랜지스터 소스로 공급되고 IF 또는 LF 신호(헤테로다인 수신기의 경우)는 드레인에서 제거됩니다. 전원이 필요하지 않습니다. 국부 발진기 전압은 트랜지스터의 게이트에 인가되어 채널 저항을 제어합니다. 낮은 전압에서 전계 효과 트랜지스터의 소스-드레인 갭(채널)은 인가된 전압의 극성에 관계없이 선형 저항처럼 동작하는 것으로 알려져 있습니다. 동시에 채널 저항은 게이트-소스 전압에 따라 수십 옴에서 수 메가옴까지 달라질 수 있습니다. 이를 통해 전계 효과 트랜지스터를 믹서에서 제어된 선형 요소로 사용할 수 있습니다. 믹서의 주요 장점은 공급 전류나 로컬 발진기 전류가 트랜지스터 채널을 통과하지 않고 약한 신호 전류만 통과하기 때문에 높은 감도를 포함하는 반면 트랜지스터는 동일한 저항과 높은 선형성을 가진 기존 저항보다 잡음이 더 많습니다. , 입력 전압이 작기 때문에 채널의 전도도는 이에 의존하지 않습니다. 또한 믹서는 국부 발진기 신호가 입력 회로로 침투하는 것이 적고(게이트와 트랜지스터 채널 사이의 작은 커패시턴스를 통해서만) 국부 발진기에서 필요한 전력이 매우 낮다는 특징이 있습니다. 회로도가 높습니다. 이러한 간단한 믹서는 약 1μV(AMP 제외)의 감도와 약 65dB의 동적 범위를 제공합니다. 다음과 같은 전통적인 방법으로 동적 범위를 늘릴 수 있습니다. 밸런스 회로로 전환하고, 믹서가 키 모드에서 작동하는지 확인하고, 믹서를 넓은 주파수 대역에 걸쳐 부하와 일치시킵니다. 전계 효과 트랜지스터의 밸런스 믹서 회로는 다이오드 대신 트랜지스터 채널이 연결된 다이오드의 유사한 회로에서 탄생했으며 후자의 극성은 국부 발진기에 대한 게이트의 동위상 또는 역위상 연결에 해당합니다. . 그림에서. 그림 2는 두 개의 전계 효과 트랜지스터를 사용하는 평형 믹서의 회로를 보여줍니다. 신호는 위상이 일치하는 트랜지스터 소스에 공급되고 게이트에 대한 헤테로다인 전압은 역위상이므로 트랜지스터가 양의 반파로 교대로 열리게 됩니다.
트랜지스터의 드레인에서 IF(LF) 신호의 위상이 다르므로 저주파 변압기 T2를 사용해야 합니다(모든 다이어그램에서 IF(LF) 변압기의 자기 코어는 실선으로 표시됩니다. , 자기 코어가 자기유전체로 표시되는 HF와는 대조적입니다. 믹서는 헤테로다인 및 신호 입력 모두에 대해 균형을 이루고 있습니다. 첫 번째는 두 개의 기생 게이트 채널 커패시턴스가 변압기 T1의 XNUMX차 권선의 역위상 단자에 연결되어 있기 때문에 헤테로다인 전압이 신호 입력에 도달하지 않는다는 것을 의미합니다. 두 번째는 입력 신호를 직접 감지하여 발생하는 저주파 전류와 같은 기생 변환 제품이 LF 트랜스포머의 역위상 입력에 적용되어 상호 보상된다는 의미입니다. 간단한 평형 혼합기 회로의 또 다른 변형이 그림 3에 나와 있습니다. 삼.
여기서 신호는 역위상으로 트랜지스터 채널에 공급되고 게이트에 대한 국부 발진기 전압은 동위상입니다. 이전과 마찬가지로 믹서는 헤테로다인 전압에서 균형을 이룹니다. 믹서가 입력 신호를 직접 감지하기 위해 균형을 이루고 있다는 점은 덜 분명합니다. 사실 직접 감지 제품은 트랜지스터의 드레인에서 위상이 일치하고(장치는 전파 정류기 역할을 함) 저주파 변압기 T2에서 보상됩니다. 설명된 단순 밸런스 믹서의 단점은 변환 부산물, 특히 입력 및 헤테로다인 신호의 XNUMX차 고조파가 불완전하게 억제된다는 점입니다. 가장 높은 순도의 스펙트럼은 이중 밸런스 믹서(링 믹서와 유사)에 의해 제공됩니다. 4개의 트랜지스터를 갖춘 믹서의 회로는 그림 XNUMX에 나와 있습니다. XNUMX.
믹서의 모든 입력/출력에는 1개의 발룬 변압기가 설치되어 있어야 합니다. 여기서는 트랜지스터 VT2, VT3 및 VT4, VT1의 채널을 교대로 그려서 변압기 T1 및 TZ의 대칭 권선 단자를 직접 (VT2 및 VT3가 수행됨) 또는 교차 (VT4 및 VTXNUMX가 수행됨)으로 연결합니다. . 이 믹서는 슈퍼헤테로다인 수신기에서 탁월한 결과를 제공하여 현재 달성 가능한 거의 최대 동적 범위를 제공합니다. 물론 트랜스포머의 대칭성을 높이기 위해 모든 조치를 취하고 동일한 특성을 가진 트랜지스터를 선택해야 합니다. 헤테로다인 수신기에 사용될 때 그림 2의 회로에 따른 믹서. 4-50에는 저주파 변압기의 존재와 관련된 주요 단점이 있는데, 이는 제조에 노동 집약적이며 XNUMXHz 주파수의 네트워크 잡음을 포함한 다양한 간섭에 취약합니다. 자기 회로의 자기 특성의 비선형성과 관련된 왜곡을 배제할 수 없습니다. 그림 5의 다이어그램에 따르면 믹서에는 저주파 변압기가 없습니다. 그림 XNUMX에서 입력 신호와 헤테로다인 신호는 역위상으로 두 개의 트랜지스터에 공급됩니다.
본질적으로 이것은 1-다이오드 밸런스드 믹서의 트랜지스터 아날로그입니다. 그러나 믹서에는 즉시 눈에 띄지 않는 단점이 있습니다. 로컬 발진기 입력 전체에서 균형이 맞지 않습니다. 트랜지스터 게이트의 역위상 국부 발진기 신호는 기생 용량을 통해 변압기 TXNUMX의 대칭 권선의 극단 단자로 누출되어 보상되지 않습니다. 안테나를 통한 국부 발진기 신호의 방사, 즉 근처의 다른 수신기와의 간섭 생성으로 인한 명백한 피해 외에도 이는 자체 신호 수신으로 가득 차 있지만 이미 교류 배경 및 기타에 의해 변조되었습니다. 간섭. 문제를 해결하는 방법에는 적어도 두 가지가 있습니다. 첫 번째는 중성화 커패시턴스(트랜지스터 VT1 및 VT2의 기생 커패시턴스에 대해 십자형으로 연결된 커패시터 C1 및 C2)를 추가하는 것으로 구성됩니다. 커패시턴스를 조정하면 입력에서 로컬 발진기 신호를 크게 억제할 수 있습니다. 이는 전송 경로에서 믹서를 사용할 때(결국 설명된 모든 패시브 믹서는 완전히 가역적임), 오디오 신호가 LF 입력에 공급되고 균형 변조된 DSB 신호가 HF 입력에서 제거될 때에도 유용합니다. 또 다른 방법은 발룬 변압기 T1 대신 트랜지스터 위상 인버터를 사용하는 것입니다(그림 참조). 6.
트랜지스터 VT1의 소스 및 드레인에서 동일 및 역위상 신호 전압이 생성되며, 이는 분리 커패시터 C2 및 C3을 통해 혼합 트랜지스터 VT2 및 VT3의 소스로 공급됩니다. 헤테로다인 수신기에서 커패시터는 고주파 전류뿐만 아니라 오디오 주파수도 통과하므로 상당한 용량을 가져야 합니다. VT1 대신 바이폴라 트랜지스터를 사용할 수 있지만 선형성이 나쁘고 입력 저항이 낮습니다. 믹서는 입력에서 국부 발진기 신호를 높게 억제하는 것이 특징이며, 이는 믹서 트랜지스터를 변압기 T1 및 위상 반전 입력단에 대한 역위상 연결로 인해 촉진됩니다. 그러나이 장치에는 단점도 있습니다. 트랜지스터 VT1의 캐스케이드 소스 및 드레인 회로를 따라 출력 저항이 다르며 (첫 번째는 더 낮음) 일반적으로 위상 인버터가 비대칭입니다. 그림에 표시된 밸런스 믹서에서 도 7에서, p-채널을 갖는 트랜지스터 VT1, VT3가 n-채널을 갖는 트랜지스터 VT2, VT4에 병렬로 연결되고, 국부 발진기 전압이 변압기 T2의 대칭 권선은 반대 위상의 전도도를 갖는 트랜지스터에 적용됩니다. 이 경우 트랜지스터 VT1과 VT2는 헤테로다인 전압의 한쪽 반파장에서 열리고 다른 쪽에서는 VT3과 VT4가 열립니다. 채널의 병렬 연결은 열린 상태에서 믹서 암의 저항을 줄이고 믹서의 선형성을 향상시킵니다. 그런데 이것은 오랫동안 양방향 CMOS 로직 스위치에 사용되어 왔습니다.
언급된 스위치는 믹서에 사용될 수 있지만 불행하게도 CMOS 논리 소자에서는 p-채널 트랜지스터에 대한 역위상 제어 신호(헤테로다인)가 인버터를 사용하여 p-채널 트랜지스터의 게이트에 도달하는 신호로부터 형성됩니다. 후자는 상당히 긴 지연 시간(K50 시리즈 MS의 경우 약 561ns)을 가지므로 추가 위상 변이가 나타나 고주파수에서 믹서 작동이 악화됩니다. 특히 헤테로다인 신호의 통과 믹서 입력에 대한 신호가 완전히 제거되지는 않습니다. 결론적으로 헤테로다인 수신기를 위해 특별히 제안된 매우 흥미롭고 간단한 믹서의 작동을 고려해 보겠습니다(그림 8). 이는 채널이 병렬로 연결된 두 개의 동일한 전계 효과 트랜지스터로 만들어지며 변압기 T1의 대칭 권선에서 나오는 역위상 헤테로다인 전압이 게이트에 공급됩니다. 트랜지스터는 제로 게이트 전압에서 꺼지고 헤테로다인 전압 피크에서만 열려야 합니다. 결과적으로 믹서는 국부 발진기 전압 기간 동안 두 번 열리고 국부 발진기 주파수는 신호 주파수의 절반으로 선택됩니다.
이는 특히 VHF 수신기(더 적은 주파수 곱셈 단계가 필요함)와 일반적으로 모든 헤테로다인 수신기에 매우 유용합니다. 왜냐하면 안테나 회로로 "누설된" 국부 발진기 신호가 입력 필터에 의해 효과적으로 억제되기 때문입니다. 동기식 헤테로다인 VHF 수신기에서 이 믹서를 사용하는 것은 유망하며, 입력 회로에 대한 로컬 발진기 신호의 낮은 침투가 매우 중요합니다. 그러나 이 믹서는 로컬 오실레이터 입력에서만 밸런스가 이루어지고 신호 입력에서는 밸런스가 이루어지지 않습니다. 따라서 소스-드레인 트랜지스터의 전이 비선형성에 대한 강력한 간섭 신호의 기생 직접 감지가 가능합니다. 저자: M. Syrkin (UA3ATB)
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