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라디오 전자 및 전기 공학의 백과사전 용접 전류의 인버터 소스. 전자기 요소의 수리 및 계산 경험. 무선 전자 및 전기 공학 백과사전
인버터 용접 전류원(IIST)은 때때로 고주파 전류원이라고 정확하게 불리지 않지만 기존 변압기에 비해 분명한 이점이 있지만(더 작은 질량 및 부피, 우수한 부하 특성) 우리나라에서는 널리 사용되지 않습니다. 대부분의 잠재 소비자가 접근하기 어려운 높은 비용 때문에 가장 가능성이 높습니다. 많은 라디오 아마추어들이 그들만의 IIST를 만들려고 합니다. 그러나 주로 전류 및 전압 값이 일반적인 한계를 훨씬 뛰어 넘는 에너지 집약적 장치 개발 경험이 부족하기 때문에이 경로를 따라 상당한 어려움이 발생합니다. 저자는 산업적으로 제조된 IIST 수리 경험을 공유합니다. 이 작업에는 고장난 전원 요소를 선택하고 회로에 상당한 변화를 주어야 했습니다. IIST의 주요 전자기 요소 계산 방법이 제공됩니다. 좋은 순간에 1988년에 출시된 결함이 있는 Castolin Eutectic RytmArc 용접기가 내 손에 떨어졌고, 이전 소유자는 더 이상 장치를 수리할 수 있다고 믿지 않고 예비 부품을 위해 내어주었습니다. 장치를 조사한 결과 가정용 저전력 단상 IIST 제품군의 대표적인 대표자는이 클래스의 장치에 일반적인 단일 사이클 순방향 하프 브리지 인버터 구성표에 따라 만들어졌으며 최대 5% 용접/일시정지 주기의 상대 용접 시간으로 140 ... 100 A의 직류를 사용하는 수동 전기 용접용입니다. 원래 버전에서 인버터는 실패한 강력한 고전압 바이폴라 복합 트랜지스터 ESM2953을 기반으로 제작되었습니다. 여러 저전력 트랜지스터도 결함이 있는 것으로 판명되었고 일부 부품은 단순히 누락되었습니다. 그런 상황에서 가장 정당한 결정은 새 트랜지스터를 사서 불에 탄 트랜지스터를 교체하는 것 같았습니다. 그러나 필요한 트랜지스터를 찾은 무역 회사는 전체 패키지 (65 개) 구매에 따라 개당 $ 50의 가격으로 트랜지스터를 제공했습니다. 당연히 이 옵션은 작동하지 않았고 대안을 찾아야 했습니다. IRG1PC4U Insulated Gate Bipolar Transistors(IGBT[50])가 선택되었으며 소매점에서 개당 14달러에 무료로 구입할 수 있었습니다. ESM2953과 달리 IRG4PC50U 트랜지스터의 컬렉터는 방열판 베이스에 전기적으로 연결되어 있습니다. 따라서 30x25x4mm 크기의 알루미늄 판에 각 IGBT를 설치하고 0,5mm 두께의 운모 스페이서를 통해 메인 방열판을 압착하기로 결정했습니다. 필요한 두께의 운모를 사용할 수 없었기 때문에 개스킷은 열전도 페이스트로 "접착"된 더 얇은 여러 층으로 조립되었습니다. IIST를 시작하려면 IGBT를 제어하기 위한 새로운 드라이버와 주전원 정류기 필터 커패시터의 충전 전류 제한기를 위한 손실된 타이머를 개발하고 제조해야 했습니다. 다행스럽게도 제어 장치 보드는 수리가 필요하지 않았습니다. 복원된 장치는 XNUMX년 이상 완벽하게 작동하고 있습니다. 수리 후 IIST의 계획은 Fig. 1, 커버를 제거한 모습은 Fig. 2에 주요 요소를 표시하였다. 공장 문서가 없기 때문에 요소의 항목 지정이 "브랜드" 항목과 일치하지 않습니다.
이 IIST에서 사용되는 기술 솔루션은 이 클래스의 장치에 일반적입니다. 이러한 장치를 직접 수리하거나 구성하려는 사람들에게는 해당 장치에 대해 자세히 알아보는 것이 유용합니다.
스위치 SA1이 닫히면 IIST의 모든 전자 부품(인버터 자체 제외)을 공급하는 변압기 T220의 50차 권선과 저항 R1을 통해 1V, 1Hz의 교류 전압이 공급됩니다. 병렬로 연결된 두 개의 다이오드 브리지 VD2 및 VDXNUMX의 정류기에 대한 초기 전류 서지. 정류된 전압의 리플은 산화물 커패시터 C2에 의해 평활화됩니다. 이 커패시터를 완전히 충전하는 데 약 1초가 소요된 후 타이머가 트리거되고(그 회로는 그림 3에 표시됨) 계전기 K1.1의 닫힌 접점이 분로 저항 R1을 차단합니다. 네트워크를 통해 쓸데없는 에너지 손실을 없앨 수 있습니다.
실제로 두 개의 동일한 계전기가 IIST에 K1으로 설치되어 있으며 권선과 접점이 병렬로 연결되어 있습니다. 제어 장치 보드의 신호에 따라 또 다른 릴레이 K2는 M1 팬을 켜고 끕니다. 강력한 트랜지스터의 방열판에 장착된 온도-전류 변환기 VK1은 온도 센서 역할을 합니다. IGBT VT1 및 VT2의 인버터는 정류된 주전원 전압을 약 30kHz의 펄스 주파수로 변환합니다. Transformer ТЗ는 용접 회로와 네트워크 사이에 갈바닉 절연을 제공합니다. 변환 비율은 2차 권선의 펄스 진폭이 IIST의 지정된 개방 회로 전압의 두 배가 되도록 선택됩니다. 단일 사이클 하프 브리지 인버터의 작동 원리에 대한 자세한 내용은 예를 들어 [3, XNUMX]에서 찾을 수 있습니다. 변류기 T2는 변류기 TK의 XNUMX차 권선 회로에 직렬로 연결되며 여기에 흐르는 전류를 제어하도록 설계되었습니다. 고주파 스위칭 인버터에서 변압기의 자화 및 누설 인덕턴스는 설비의 기생 인덕턴스와 함께 상당한 무효 에너지를 축적합니다. 그것을 열로 바꾸면 장치의 효율성이 크게 감소합니다. 따라서 특수 회로 솔루션을 사용하여 축적 된 에너지를 부하로 전달하거나 재생하여 전원으로 돌아갑니다. 전원 스위치의 상태가 변경되는 순간 기생을 포함한 각 인덕턴스는 자기 유도 전압 펄스의 소스가 되며 종종 크기 변환기의 요소에 위험합니다. 다이오드가 있거나 없는 댐핑 RC 회로는 이러한 펄스의 진폭을 줄이도록 설계되었습니다. IIST 작동에 유해한 누설 인덕턴스를 줄이려면 토로 이달 자기 회로가있는 변압기를 사용하는 것이 바람직하며 장치의 신중한 레이아웃은 설치 인덕턴스를 줄입니다. 변압기 TZ의 7차 권선 전압은 10개의 다이오드 어셈블리 VD1-VDXNUMX(각각 XNUMX개의 다이오드)에 위치한 다이오드의 반파 정류기를 정류합니다. 용접 회로에 직렬로 연결된 인덕터 LXNUMX은 정류된 전류를 평활화합니다. 제어 장치는 IGBT 인버터의 개방 펄스를 생성하여 IIST의 외부 부하 특성이 고품질 전기 용접 요구 사항을 충족하도록 듀티 사이클을 조정합니다. 컨트롤러 입력은 전압(정류기 출력에서) 및 전류(변류기 T2의 2차 권선에서)에 대한 피드백 신호를 수신합니다. 가변 저항 RXNUMX는 용접 전류를 조절합니다. 무화과. 도 4는 제어 유닛에 의해 생성된 펄스를 IGBT VT1 및 VT2를 제어하는데 필요한 진폭으로 증폭시키는 드라이버 회로를 도시한다. 수리 전 IIST에 설치된 바이폴라 트랜지스터를 제어하던 드라이버를 대체하기 위해 개발됐다.
트랜스포머 T1은 두 개의 동일한 드라이버 채널의 입력 회로를 컨트롤 유닛과 서로 분리합니다. 이 경우 절연 요소로서의 변압기는 광 커플러에 비해 부인할 수없는 이점이 있습니다. 매개 변수를 올바르게 선택하면 IGBT 게이트에 도달하는 펄스의 지속 시간을 자동으로 자기 회로의 자기 회로 값으로 제한하기 때문입니다. 전원 변압기 TK는 아직 포화되지 않았습니다(그림 1 참조). 절연 변압기의 XNUMX차 권선 II 및 III은 단일 종단 인버터의 올바른 작동에 필요한 채널이 동위상으로 작동하도록 연결됩니다. 구성표에 따라 상위 채널 중 하나의 작동을 고려하십시오. 변압기 T1의 권선 II에서 저항 R1을 통해 펄스가 DD1 칩에 조립된 셰이퍼의 입력으로 공급됩니다. 트랜지스터 VT1 및 VT2의 전력 증폭기는 게이트와 이미 터 사이에서 IGBT의 상당한 정전 용량 특성을 빠르게 충전 및 방전합니다. 저항 R9는 연결 와이어의 인덕턴스와 IGBT의 입력 커패시턴스에 의해 형성된 회로의 발진을 방지합니다. 정류기와 공급 전압 안정기는 VD1 다이오드 브리지와 DA1 칩에 조립됩니다. 정류기에 대한 교류 전압은 변압기 T1의 별도 절연된 1차 권선에서 나옵니다(그림 XNUMX 참조). 드라이버를 제조할 때 채널 간의 절연 품질에 특별한 주의를 기울여야 합니다. 주전원 진폭의 두 배를 초과하는 전압을 견뎌야 합니다. IIST의 독립적인 개발에 착수할 때 수리 중에도 발생하지 않는 많은 문제에 직면해야 합니다. 모든 문제는 이미 개발자와 제조업체에 의해 어떤 식으로든 해결되었습니다. 가장 큰 어려움은 상대적으로 높은 전압에서 큰 전류를 스위칭하는 반도체 장치의 선택과 관련이 있습니다. 인버터 회로의 올바른 선택, 전자기 요소의 계산 및 설계는 매우 중요합니다. 개발 경험이 없는 경우 "런인(run-in)" 솔루션을 반복하기 위해 노력하는 것이 합리적입니다. 문제는 IIST를 설계하기 위해 기성품으로 입증된 방법을 찾을 수 있는 문헌이 사실상 없다는 사실로 인해 복잡해집니다. 예를 들어 [3]에서 제시된 내용은 너무 간결해서 용접 소스 개발의 특정 문제로 확장하는 데 사용할 수 있는 계산이 실제로 불가능합니다. 아래에 제시된 자료에서 계산된 비율의 결론이 어느 정도 자세히 제시되어 있습니다. 저자에 따르면 이를 통해 무선 아마추어는 IIST의 전자기 구성 요소에서 발생하는 프로세스를 더 잘 이해할 수 있고 필요한 경우 명시된 방법론을 수정할 수 있습니다. 용접 아크와 같이 급격하게 변하는 부하 조건에서 단일 사이클 순방향 하프 브리지 인버터는 다른 인버터보다 유리합니다. 균형이 필요하지 않고 전류와 같은 질병에 걸리지 않으며 비교적 간단한 제어 장치로 충분합니다. 플라이 백 인버터와 달리 요소의 전류 모양은 삼각형이고 순방향 인버터에서는 직사각형입니다. 따라서 동일한 부하 전류에서 순방향 인버터의 전류 펄스 진폭은 거의 두 배 적습니다. 전력 변압기의 계산 모든 단일 사이클 인버터의 공통 기능은 전력 변압기 자기 회로의 한쪽 자화로 작동한다는 것입니다. 자기장 세기가 XNUMX에서 최대로 또는 그 반대로 변할 때 자기 유도 B는 최대 Bm에서 잔류 Br까지의 범위에서 변합니다. 무화과. 도 5는 단일 사이클 순방향 하프 브리지 인버터의 단순화된 다이어그램을 보여준다.
트랜지스터 VT1 및 VT2가 열리면 1차 전압원의 에너지가 변압기 T1을 통해 부하로 전달됩니다. 변압기의 자기 회로는 순방향으로 자화됩니다(그림 2의 섹션 6-1). 트랜지스터가 닫힌 후 부하의 전류는 인덕터 L4에 저장된 에너지에 의해 지원됩니다. 이 경우 VD1 다이오드를 통해 회로가 닫힙니다. 권선 I의 자기 유도 EMF의 작용에 따라 다이오드 VD2 및 VD2가 열리고 자기 회로의 감자 전류가 흐릅니다 (그림 1의 섹션 6-XNUMX).
자기 회로의 유도는 ΔB1 = Bm-Br1에 의해서만 변경되며 이는 푸시풀 인버터에서 가능한 2Vm 값보다 훨씬 적습니다. 그러나 제로 필드 강도에서 유도는 비자기 갭이 없는 자기 회로에서만 Br1과 동일합니다. 후자는 잔류 유도를 Br2 값으로 감소시킵니다. 잔류 유도의 새 값은 원점에서 각도 Θ로 그린 직선과 원래 자화 곡선의 교차점에 해당합니다.
여기서 μ0는 절대 자기 투자율(진공에서 자기장 강도에 대한 자기 유도의 비율, 물리적 상수는 4π-10-7 H/m)입니다. lc는 자기장선의 평균 길이입니다. δ는 비자기 갭의 길이입니다. 길이 δ의 간격을 도입한 결과 자기 회로의 유도 범위는 Δ²=²m-Br2로 증가합니다. 우리 업계는 IIST 전용 자기 회로를 생산하지 않습니다. 인버터 전원 변압기를 만들려면 텔레비전 라인 변압기용으로 설계된 자기 회로를 사용할 수 있습니다. 예를 들어 TVS-40LTs18 변압기(ULPCT TV에 사용됨)의 PK90x2 자기 회로는 단면적이 2,2cm2이고 창 영역이 14,4cm2이며 자기장 선의 평균 길이가 200mm입니다. 그것은 망간-아연 페라이트 M3000NMS1로 만들어졌으며, [5] 지정에 인덱스 C로 표시된 바와 같이 강한 자기장에서 작동하도록 설계되었으며 다음과 같은 히스테리시스 루프 매개변수를 가집니다. Bs=0,45 T(H=800에서 A/m), W=0,33T(H=100A/m 및 T=60°C에서), Bg=0,1T, Hc=12A/m. 편측 자화 조건에서 틈 없이 조립된 이 자기 회로의 유도 범위는 0,23T를 초과하지 않습니다. 잔류 유도를 0,03T로 줄이기 위해 비자기 갭을 사용하여 유도 범위를 0,3T로 늘리는 목표를 설정해 봅시다. 전계 강도가 -Нс에서 0으로 변할 때 종속성 B=f(H)를 고려하면 거의 선형이므로 2에서 Br2까지의 영역에서 유도 변화를 찾을 수 있습니다. 이를 위해 자화 곡선과 교차할 때까지 Br1 수준에서 수평선을 그리고 이 유도에 해당하는 자기 회로 -H8,4=XNUMX A/m에서 음의 필드 강도를 찾습니다. 우리의 경우
(1)에서 비자성 갭의 길이를 찾습니다.
최대 유도 Vm=0ZTl에서 갭의 전계 강도
자기 회로의 자화 암페어 턴
유휴 모드에서 인버터의 입력 전압(U1, 그림 5 참조)은 전원의 피크 값(310V)과 같습니다. 키 트랜지스터의 전압 강하와 권선의 활성 저항을 고려하면 변압기의 300차 권선에 50V의 전압이 적용된다고 가정할 수 있습니다.유휴 모드에서 소스의 개방 회로 출력 전압 XNUMXV여야 합니다. 펄스 지속 시간이 자기 회로의 최대 유도 범위에 해당하는 기간의 절반과 같은 경우에 대해 계산됩니다. 이러한 조건에서 100V의 XNUMX차 전압 펄스 진폭이 필요합니다(필요한 개방 회로 전압 값의 두 배). 따라서 전력 변압기의 변압비는 다음과 같아야 합니다.
여기서 변압기 권선의 누설 인덕턴스의 영향은 고려하지 않았다는 점에 유의해야 합니다. 그 존재는 개방 회로 전압의 계산된 값보다 높게 됩니다. 직사각형 펄스의 형태를 갖는 XNUMX차 권선 전류의 유효 값은 용접 전류 iCB와 동일한 평균과 관련이 있습니다.
여기서 λ는 반복 주기(듀티 사이클)에 대한 펄스 지속 시간의 비율입니다. iCB = 140A 및 λ = 0,5인 경우
XNUMX차 권선 전류의 실효값(자화 전류 제외)
XNUMX차 권선의 부하 전류 펄스의 진폭
30kHz의 주파수에서 페라이트 코어의 에너지 손실은 무시할 수 있습니다. 도체 표면으로의 전류 변위로 인해 주파수가 증가함에 따라 권선의 손실이 증가하여 유효 단면적이 감소합니다. 이 현상을 표면 또는 표피 효과라고 합니다. 더 강하고 주파수가 높을수록 드라이브의 직경이 커집니다. 손실을 줄이기 위해 얇은 절연 도체의 연선 인 리츠 와이어가 사용됩니다. 30kHz의 주파수에서 작동하려면 각각의 직경이 0,7mm를 초과하지 않아야 합니다[3]. 한 턴의 EMF는 다음 공식으로 계산됩니다.
여기서 dФ/dt는 코일에 연결된 자속의 변화율입니다. ΔB - 자기 회로의 유도 범위, T; Sc - 자기 회로의 단면적, cm2; tM - 펄스 지속 시간, s; f - 펄스 반복률, Hz. 자기 회로의 창에 맞는 회전 수는 다음 공식으로 찾을 수 있습니다.
여기서 S0 - 창 영역, cm2; - 와이어로 채우는 계수 (0,25와 동일) ieff - 유효 전류 값; J는 권선의 전류 밀도 A/mm2입니다. 자기 회로의 매개 변수를 결정하기 위해 권선의 전압 진폭과 권선을 통해 흐르는 전류의 유효 값의 곱과 같은 조건부 값을 도입합니다. 권력의 차원을 가지고 있으니 조건적 권력이라 부르자.
우리의 경우
변압기 권선의 전류 밀도 J = 4 A/mm2, 자기 회로의 유도 범위 ΔB = 0,3 T, 그리고 (2)에서 우리는
계산된 변압기에 필요한 W자형 자기 회로는 그림 40과 같이 18개의 PK7xXNUMX에서 조립할 수 있습니다. XNUMX.
우리는 Sc=8,8cm2, So-14,4cm2, ScS0=126,7cm4인 자기 코어를 얻습니다. 그를 위해 한 턴의 EMF를 찾자
XNUMX차 권선의 권수
가장 가까운 큰 정수, 변환 계수의 배수(Ktr = 21)인 3과 동일하게 선택합니다. XNUMX차 권선의 권수
전력 변압기의 8차 권선에 흐르는 전류의 모양은 그림 XNUMX에 나와 있습니다. 여덟.
자화 성분의 진폭은
트랜지스터 스위치 및 XNUMX차 권선의 최대 전류값
XNUMX차 권선 전류의 유효 값을 정확하게 계산하려면 적분법을 사용해야 합니다.
정확한 계산은 자화 전류를 33,67%만 고려하지 않고 이전에 계산된 값(33,3A)과 다른 1A를 제공합니다. 권선의 단면:
직경 0,55mm의 절연 전선에서 모집된 리츠 전선으로 감을 때 36차 권선에는 105개의 전선 묶음이 필요하고 XNUMX차 권선에는 XNUMX개의 전선이 필요합니다. 리츠선으로 변압기를 감는 것은 약간의 경험이 필요합니다. 먼저 리츠선을 준비해야 합니다. 이를 위해 필요한 길이보다 약간 큰 거리에 두 개의 후크가 고정되어 있으며 그 역할은 도어 핸들로 성공적으로 수행할 수 있습니다. 후크 사이에서 필요한 수의 와이어를 당깁니다. 핸드 드릴이나 버팀대의 도움으로 번들이 꼬여 주기적으로 약간 흔들리므로 와이어가 고르게 분포됩니다. 완성 된 지혈대는 너비가 8 ~ 10mm 인 얇은 면직물 스트립과 약간 겹치면서 전체 길이를 따라 감 쌉니다. 권선은 작은 여백으로 자기 회로 코어의 모양을 반복하는 나무 맨드릴에 감겨 완성 된 코일이 의도 한 위치에 자유롭게 "안착"됩니다. 맨드릴에는 제거 가능한 뺨이 있으며 그 사이의 거리는 자기 회로 창의 높이보다 2~3mm 작습니다. 감기 전에 키퍼 테이프 조각을 맨드릴에 놓고 완성 된 코일을 함께 당깁니다. 권선은 일반적인 순서로 배열됩니다 : 0,5 차, 그 위에 - XNUMX 차. XNUMXmm 두께의 전기 판지 층 사이에 절연이 필요합니다. 코일은 자기 회로 창의 구성에 해당하는 모양을 부여한 다음 바니시로 함침됩니다. 권선 단자에는 황동 러그가 제공되어야 합니다. 리츠 와이어를 내장 할 때 그것을 구성하는 모든 와이어의 끝이 절연체에서 벗겨지고 주석 도금되고 팁에 단단히 납땜되도록 특별한주의를 기울이십시오. 용접 전류 필터 초크의 계산 초크 L1(그림 1 및 5 참조)은 용접 전류를 부드럽게 합니다. 9 차 전압 펄스가 작동하는 동안 전류가 선형으로 증가합니다. 펄스 사이의 일시 중지 동안 - 선형으로 감소합니다. 첫 번째 근사치에서 전류 리플의 진폭은 평균값인 용접 전류에 의존하지 않습니다. 후자의 최소값에서 인덕터와 용접 회로의 전류는 기간이 끝날 때까지 XNUMX으로 떨어집니다. 이것이 바로 그림에 표시된 상황입니다. XNUMX.
전류의 평균값이 더 감소하면 흐름의 연속성이 위반됩니다. 기간의 일부 동안 전류가 XNUMX이므로 아크가 불안정하고 소멸됩니다. 삼각형 전류의 진폭과 평균값의 비율은 전류 곡선과 시간축이 이루는 삼각형의 면적과 높이 icp가 세워진 직사각형의 면적이 같은 조건에서 찾을 수 있습니다. 같은 축(그림에서 음영 처리됨). 두 도형의 밑면 길이는 진동 주기와 같습니다. 따라서,
최소 용접 전류 isv에서. min=5 아크의 전압 강하 Ud. min은 18V[6]와 같다고 간주할 수 있습니다. 을 고려하면
인덕터의 최소 요구 인덕턴스를 찾으십시오.
초크 권선은 최대 용접 전류 icv를 견뎌야 합니다. 최대 변압기의 경우 창 채우기 계수 ko = 0,25 및 전류 밀도 J = 4A / mm2라고 가정하면 인덕터 권선의 가능한 최대 회전 수를 결정합니다.
자기 회로 Sc의 단면과 강철 kс로 채워진 계수를 알면 자기 회로의 주어진 유도 B가 인덕터 권선의 자속 연결을 결정할 수 있습니다.
여기에 (4)를 대입하면 다음을 얻습니다.
점을 감안
인덕터의 인덕턴스를 찾으십시오.
자기 회로용 SCSo 제품
포화를 피하기 위해 자기 회로는 비자기 갭을 가져야 하며, 이로 인해 유도가 거의 XNUMX에서 W로 변경됩니다. 인덕터 자기 회로가 이상적이고 권선의 모든 암페어 턴이 비자기 갭에 적용된다고 가정하면 마지막 b, mm의 길이를 결정합니다.
어디서 왔어?
(5), (6) 및 (9)에서 인덕터의 실제 인덕턴스를 계산하는 공식을 얻습니다.
최소값 이상의 용접 전류에서 인덕터 자기 회로의 자속 리플의 진폭은 평균값에 비해 미미하므로 자기 회로는 일반적으로 전기 강판으로 만들어지며 최대 유도는 Vm-1 T입니다. . (0,9)에서 강철 kс=7로 섹션의 채우기 비율을 취하면 우리는
Sckc=25 cm32, So=6,56 cm2 및 SCSo=16 cm2인 표준 테이프 자기 코어 ШЛ125х4를 인덕터로 선택하겠습니다. 공식 (4)를 사용하여 회전 수를 결정합니다.
공식 (8)을 사용하여 비자성 갭의 길이를 계산합니다.
이러한 간격은 자기 코어의 반쪽 끝 사이에 설치된 1mm 두께의 비자 성 스페이서 두 개로 제공됩니다. 초크 권선 단면
와이어는 단단하거나 직경이 147mm인 0,55개의 와이어로 조립될 수 있습니다. 공식 (10)을 사용하여 인덕터의 결과 인덕턴스를 확인합니다.
위에서 계산한 최소값을 초과합니다. 변류기 계산 무화과에. 도 10은 전류 피드백 신호를 생성하기 위한 노드의 다이어그램을 도시한다.
변류기 T2의 8차 권선은 직경 10 ~ 1mm의 황동 스터드로 인버터의 출력을 전원 변압기 T2에 연결합니다(그림 2). 제어 보드를 "관통"하는 핀은 거기에 설치된 T0,1 변압기의 자기 회로 창을 통과합니다. 자기 회로에 감긴 XNUMX차 권선은 XNUMX개의 권선으로 구성되므로 변압비 KTXNUMX = XNUMX이 됩니다. 인버터의 순방향 실행 중에 변압기 T2의 2차 권선 전류는 다이오드 VD3와 각각 8옴의 2,2개 병렬 연결된 저항 RXNUMX-RXNUMX의 션트를 통해 흐릅니다. 션트에서 전류 피드백 신호는 IIST의 급격하게 떨어지는 부하 특성을 형성하고 전류 과부하로부터 장치를 보호하는 데 사용되는 제어 장치로 들어갑니다. 리버스 스트로크 동안 변압기 T2의 2차 권선 전압의 극성은 다이오드 VD1에 대해 닫히고 VD1에 대해 열립니다. 후자는 열려 있고 변압기 자기 회로의 감자 전류는 병렬로 연결된 저항 R2, R3를 통해 흐릅니다. 총 저항이 저항 R8-RXNUMX의 저항보다 크기 때문에 자기 회로는 리버스 스트로크 중에 자기 소거가 보장됩니다. 변압기 T2의 XNUMX차 권선 전류의 실효값
변류기 J = 5A / mm2의 XNUMX 차 권선의 전류 밀도를 가정하면 다음 공식으로 전선의 직경을 찾습니다.
30kHz의 주파수에서 직경 0,7mm 이상의 와이어를 사용하는 것은 권장하지 않으므로 직경 0,55mm의 XNUMX 와이어 리츠 와이어로 권선을 감습니다. 제어 회로는 전력을 거의 소비하지 않기 때문에 T2 변압기용 자기 회로는 설계 고려 사항에서 선택되며, 그 주요 요소는 12차 권선을 형성하는 스터드의 직경입니다. 예를 들어 페라이트 14NM32의 K16x 8x2000과 같이 직경이 1 ... 16mm 이상인 구멍이 있는 환형 페라이트가 적합합니다. 구멍의 직경은 0,64mm이고 단면적은 2cm0,1입니다. 편측 자화의 경우 이 자기 회로의 유도 범위는 XNUMXT를 초과해서는 안 됩니다. 이 조건을 확인해 봅시다:
여기서 UVD2는 다이오드 VD2 양단의 순방향 전압 강하입니다. W2 - 3차 권선의 권수 Sc - 자기 회로의 단면; R - 션트 저항(R8-RXNUMX). 유도 범위가 허용치를 초과하지 않기 때문에 자기 회로가 올바르게 선택됩니다. 갈바닉 절연 변압기의 계산 무화과에. 도 11은 인버터 출력단의 IGBT 드라이버를 제어하는 펄스 셰이퍼의 다이어그램을 보여준다. 개방형 컬렉터 DD1 마이크로 회로의 3개 병렬 연결 요소는 제어 펄스의 전력을 증폭하는 역할을 합니다. 저항 R1은 변압기 T3의 자화 전류를 제한하고 후자의 감자 회로는 커패시터 C2, 다이오드 VD1 및 제너 다이오드 VDXNUMX로 구성됩니다.
변압기 T1의 470차 권선에는 4옴 저항을 통해 TTL 요소의 입력이 로드되므로(그림 5 참조) 권선에서 가져온 펄스의 진폭은 약 10mA의 전류에서 15V여야 합니다. 3차 권선의 펄스 진폭이 XNUMXV이므로 필요한 변환 비율 값은 XNUMX입니다. XNUMX차 권선의 전류 펄스 진폭은
이러한 작은 전류로 권선의 직경 계산을 생략할 수 있으며 0,1mm를 초과하지 않는 값을 제공합니다. 직경 0,35mm의 설계 고려 사항에 따라 와이어를 선택합니다. 변압기 T1의 조건부 전력
공식 (3)에 의해 우리는
자기 회로 창 ko의 충진 계수는 우수한 권선 간 절연을 제공할 필요성에 따라 0,05와 동일하게 취합니다. Sc=1cm16, So=10cm3, ScSo=2000cm1인 페라이트 0,09NM2로 만든 링 자기 회로 K0,785x2x0,07을 변압기 T4에 대해 선택하겠습니다. 이 자기 회로에 감긴 XNUMX턴의 EMF:
XNUMX차 및 XNUMX차 권선의 권수:
제어 장치 제어 장치(CU)는 드라이버(그림 4 참조)를 통해 순방향 단일 사이클 인버터의 트랜지스터를 제어하는 펄스를 생성합니다. 펄스 폭 변조(PWM)로 인해 용접에 최적인 IIST의 하강 외부 부하 특성을 형성하면서 용접 전류의 설정 값을 조절 및 유지하여 펄스의 듀티 사이클을 변경합니다. 설명 된 제어 장치에서는 급격하게 변화하는 부하 조건에서 발생하는 과열 및 과부하로부터 소스 및 해당 요소를 보호하는 기능도 구현됩니다. 제어 장치의 기본인 Siemens의 SHI 컨트롤러 TDA4718A에는 스위칭 전원 공급 장치에 필요한 모든 아날로그 및 디지털 구성 요소가 포함되어 있으며 푸시 풀 변압기, 하프 브리지 및 브리지를 제어하는 데 사용할 수 있습니다. 역방향 및 순방향 인버터를 종료했습니다. TDA4718A 컨트롤러의 내부 구조는 Fig. 12.
전압 제어 발진기(VCO) G1은 주파수가 제어 입력의 전압에 따라 달라지는 펄스를 생성합니다. 주파수 변경 간격의 평균값은 저항 RT와 커패시터 St의 값을 선택하여 설정됩니다. 위상 판별기(PD) UI1은 VCO를 외부 펄스 소스와 동기화하는 데 사용됩니다. 동기화가 필요하지 않은 경우 이를 위해 마이크로 회로의 핀 5와 14를 연결하여 첫 번째 입력과 동일한 VCO 펄스가 FD의 두 번째 입력에 적용됩니다. FD의 출력은 VCO의 제어 입력과 미세 회로의 핀 17에 연결됩니다. 외부 필터 커패시터 Cf는 후자에 연결됩니다. 톱니파 전압 발생기(VPN) G2는 VCO 펄스를 트리거합니다. 톱니파 전압은 비교기 A1의 반전 입력에 공급됩니다. "톱"의 기울기는 커패시터 CR의 커패시턴스와 마이크로 회로의 출력 회로 2의 전류에 따라 다릅니다. 기울기를 제어하는 기능은 예를 들어 공급 전압의 불안정성을 보상하는 데 사용할 수 있습니다. VCO의 각 펄스는 트립 트리거 D2를 로그 상태로 설정합니다. 출력에서 1이므로 트랜지스터 VT1 및 VT2를 열 수 있습니다. 그러나 VCO 펄스의 감쇠에 대한 카운팅 플립플롭 D1이 상태를 변경하기 때문에 매번 그 중 하나만 열 수 있습니다. 비교기 A1 또는 A6의 출력 신호는 트리거 D2를 재설정하여 열린 트랜지스터를 닫습니다. 비교기 A1에는 하나의 반전 입력과 (기존 비교기와 달리) 두 개의 비반전 입력이 있습니다. 반전 입력에서 "톱"의 순간 값이 비반전 입력에 적용되는 최소 전압 레벨을 초과하는 즉시 비교기 출력의 신호가 트리거 D2를 재설정합니다. 따라서 SHI 컨트롤러의 출력에서 \u4b\u1b펄스 지속 시간은 비교기 AXNUMX의 비 반전 입력 중 하나 인 마이크로 회로의 핀 XNUMX에 적용되는 전압에 따라 다릅니다. 이 비교기의 두 번째 비반전 입력은 컨트롤러의 느린("소프트") 시작 시스템과 관련됩니다. 전원이 켜진 후 커패시터 Css는 방전되고 핀 15에서 흐르는 6μA의 전류로 충전됩니다. 비교기 A1의 반전 입력에서 톱니파 전압의 하위 레벨은 1,8V입니다. 이 전압 값에서 시작 커패시터 Css에서 비교기의 출력에 펄스가 나타납니다. 커패시터가 충전됨에 따라 지속 시간과 트랜지스터 VT1, VT2의 개방 상태 지속 시간이 증가합니다. 커패시터 Css의 전압이 비교기의 두 번째 비 반전 입력에 적용된 전압을 초과하자마자 "소프트"스타트가 완료되고 펄스 지속 시간은 마이크로 회로의 핀 4의 전압에 따라 달라집니다. 비교기 A2는 커패시터 Css의 전압을 5V로 제한하는 방식으로 켜집니다. GPN 출력의 전압은 적절한 "톱"경사를 설정하여 5,5V에 도달할 수 있으므로 최대 값을 설정할 수 있습니다. 컨트롤러 출력 트랜지스터의 개방 상태 지속 시간. 트리거 D3 출력의 로직 레벨이 낮 으면 (오류가 수정됨) 컨트롤러의 출력 트랜지스터 개방이 금지되고 핀 15에 흐르는 2μA의 전류에 의해 커패시터 Css가 방전됩니다. 얼마 후 커패시터 Css의 전압이 비교기 A3의 임계 값 (1,5V)으로 떨어지면 트리거 D3은 높은 출력 신호를 수신합니다. 그러나 플립플롭은 R 입력 1개 모두의 레벨이 높을 때만 이 상태에 들어갈 수 있습니다. 이 기능을 사용하면 컨트롤러 차단의 모든 원인이 제거될 때까지 트랜지스터 VT2 및 VT4를 닫힌 상태로 유지할 수 있습니다. 비교기 A7-A1은 응답 임계 값이 10mA 인 UXNUMX 예시 전압 안정기에 내장 된 부하 전류 센서뿐만 아니라 오류 센서 역할을합니다. 비교기 A4와 A5는 첫 번째 입력(핀 3)의 전압이 높고 두 번째 입력(핀 7)의 전압이 기준 전압보다 낮으면 트리거 D6을 오류 상태로 전환하는 신호를 제공합니다. 1V의 안정기 U2,5. 전압이 마이크로 회로의 전원 공급 장치를 최대 7V까지 떨어 뜨리면 비교기 A10,5이 트리거됩니다. 오류를 수정하려면 명명 된 비교기 중 하나를 작동하는 것으로 충분합니다. 비교기 A6은 특별한 위치를 차지합니다. 인버터 회로의 전류를 동적으로 제한하도록 설계되었습니다. 비교기의 두 입력은 마이크로 회로의 외부 핀에 연결되고 출력은 트리거 D2의 리셋 입력에 연결됩니다. 비교기 A6의 작동은 현재 열려 있는 출력 트랜지스터를 즉시 닫고 "소프트" 시작 없이 다음 VCO 펄스와 함께 정상 모드로 복원됩니다(보호 작동의 원인 제거에 따름). BU 계획은 그림 13에 나와 있습니다. XNUMX.
이전에 고려한 전류 센서의 노드(그림 10 참조)와 출력 펄스 셰이퍼(그림 11 참조)는 표시되지 않습니다. DA5 SHI 컨트롤러의 두 출력 중 하나만 제어 장치에 포함됩니다. 컨트롤러가 푸시 풀이기 때문에 단일 출력의 펄스 듀티 사이클은 단일 사이클 인버터의 정상 작동에 필요한 0,5를 초과하지 않습니다. 제어 장치에 전원을 공급하기 위해 각각 1V의 전압에 대해 변압기 T1(그림 20 참조)의 두 권선이 사용되었습니다. 권선 II의 교류 전압은 다이오드 브리지 VD1에 공급되고 커패시터 C1에 의해 정류 및 평활화 된 음의 전압은 안정기 DA1의 입력에 공급되며 출력에서 -15V의 안정화 된 전압이 전원으로 제거됩니다. CU 미세 회로 다이오드 VD3-VD6의 전압 배율기는 동일한 권선에 연결됩니다 II 아크가 켜지지 않을 때 용접 회로에 공급되는 100V의 조정되지 않은 전압을 제공합니다. 임펄스 잡음으로부터 보호하는 필터 L1L1C2C3을 통한 변압기 T29의 권선 III(그림 30 참조)의 교류 전압은 다이오드 브리지 VD26에 공급된 다음 다이오드 VD27을 통해 스태빌라이저 DA6에 공급됩니다. 후자의 출력에서 15V의 전압이 제거되어 CU 마이크로 회로에 전원을 공급하고 출력 펄스 셰이퍼의 TTL 마이크로 회로가 출력에서 7V의 전압으로 DA5 스태빌라이저의 입력 역할도 합니다. (그림 11 참조). VD26 브리지에 의해 정류된 전압은 분압기를 통해 저항 R45-R48과 DA4 컨트롤러의 비교기 A5 및 A5의 입력에 적용됩니다. 이렇게 하면 주전원 전압이 허용 한계를 초과할 때 IIST가 차단됩니다. 튜닝 저항 R48을 조정하면 전압이 205 ~ 242V 범위를 벗어날 때 발생합니다. 커패시터 C24 및 C25는 임펄스 노이즈에 대한 추가 보호 역할을 합니다. 연산 증폭기 DA2.1의 비교기는 "소프트" 스타트 커패시터 C26의 전압을 컨트롤러의 핀 10에 있는 모범 전압과 비교합니다. 컨트롤러가 작동 상태에 있으면 커패시터의 전압이 기준 전압 (2,5V)보다 크고 트랜지스터 VT2.1은 연산 증폭기 DA3의 출력, HL1 LED의 음의 전압으로 닫힙니다 (참조 그림 1)이 꺼져 있습니다. 그렇지 않으면 비교기 DA2.1은 저항 R15와 다이오드 VD14를 통한 포지티브 피드백 덕분에 출력에서 포지티브 전압으로 트랜지스터 VT3을 열어 안정적인 상태가 됩니다. 점등되는 HL1 LED(그림 1 참조)는 주전원 전압이 허용 한계를 초과하여 IIST가 작동을 중지했음을 나타냅니다. IIST가 네트워크에 연결되는 순간 연산 증폭기 DA2.2의 노드는 연산 증폭기 DA2.1의 비반전 입력에 도달하는 음의 펄스를 생성하고 과도 상태가 완료될 때까지 알람을 금지합니다. 인버터 "소프트"가 시작됩니다. DA10 스태빌라이저의 출력에서 8V의 전압은 트리밍 저항 R62로 설정됩니다. 전압은 병렬로 연결된 세 개의 저항 R55-R57을 통해 이 스태빌라이저의 입력에 공급됩니다. 그들 사이의 전압 강하는 스태빌라이저와 그 부하에 의해 소비되는 전류에 비례합니다. 값이 약 7mA 미만이면 연산 증폭기 DA4.2의 출력 전압이 음수가 되어 DA30 SHI 컨트롤러의 핀 31에서 4으로 감소합니다(다이오드 VD5, VDXNUMX 덕분에). 후자를 차단합니다. 따라서 원격 제어판의 IIST에 대한 연결이 제어되어 용접기 작업장에서 용접 전류를 조정할 수 있습니다. 리모콘이 연결되어 있지 않거나 결함이 있는 경우 가변 저항 R5(그림 10 참조)의 연결 해제로 인해 2V 회로를 통해 소비되는 전류가 1mA 감소하면 소비되는 전류로 보상되지 않습니다. 보호 작동으로 이어질 리모콘으로. 장치 작동을 더 잘 이해할 수 있도록 스위치 S1이 다이어그램에 표시되어 있습니다. IIST를 원격 제어로 전환하는 보드 외부에 위치한 릴레이 제어 장치의 접점을 조건부로 교체합니다. R10C43 필터를 통한 전류 센서 출력(그림 21 참조)의 전압은 비교기 A8의 입력 중 하나인 DA5 컨트롤러의 핀 6에 공급됩니다. R9R38 저항 분배기에서 비교기의 두 번째 입력(핀 40)에 1,7V의 전압이 공급되고 인버터 트랜지스터의 전류가 45A를 초과하면 동적 전류 보호가 트리거됩니다. OS DA3.4에서 현재 보호 드라이브의 노드가 조립됩니다. 전압 분배기 R25VD19R26은 약 50A의 인버터 전력 트랜지스터의 전류에 해당하는 작동 임계 값을 설정합니다. 이 값을 초과 할 때까지 다이오드 VD21이 열리고 연산 증폭기 DA3.4의 반전 입력 전압이 열립니다. 15이고 커패시터 C20는 임계값과 같습니다. 다이오드 VD24 및 VDXNUMX가 닫혀 있고 드라이브가 IIST 작동에 영향을 미치지 않습니다. 연산 증폭기 DA3.4의 출력에서 임계 값을 초과하면 음의 펄스가 생성되어 저항 R34를 통해 커패시터 C16을 부분적으로 방전시킵니다. 펄스 지속 시간은 R32C15 회로의 시정수에 따라 다릅니다. 전류 과부하가 너무 자주 발생하면 커패시터 C16이 너무 많이 방전되어 VD24 다이오드가 열립니다. 이렇게 하면 DA9 컨트롤러의 핀 5에서 전압이 감소하고 동적 전류 보호에 대한 임계값이 일시적으로 낮아집니다. 전류 보호 장치 외에도 인버터 전력 트랜지스터의 전류 센서 출력 전압 (그림 10 참조)이 용접 전류를 조절하고 안정화하기 위해 시스템에 공급됩니다. 연산 증폭기 DA3.1의 반전 증폭기, VD16C13 회로 및 저항 R22를 통해 DA3.2 연산 증폭기의 입력으로 들어가고 여기에서 엔진에서 나오는 가변 저항 R2와 대수적으로 합산됩니다(참조 그림 1) 또는 리모콘. 연산 증폭기 DA3.2의 반전 폴로어, 분압기 R3.3R28 및 다이오드 VD29를 통해 증폭된 연산 증폭기 DA22 오류 신호는 DA4 컨트롤러의 단자 5(비교기 A1의 입력)에 적용됩니다. VD17 제너 다이오드는 연산 증폭기 DA3.2의 출력에서 \u10b\uXNUMXb양의 전압 값을 허용하지 않으며 -XNUMXV 수준에서 음의 값을 제한합니다. 트리머 저항 R37을 사용하여 출력 펄스의 최소 지속 시간에 해당하는 DA4 컨트롤러의 핀 5에 1,8V의 전압이 설정됩니다. 트리머 저항 R42 및 R44는 SHI 컨트롤러 펄스의 주파수 및 듀티 사이클을 조절합니다. 연산 증폭기 DA4.1의 노드는 용접 회로의 전류 중단을 방지하기 위해 용접 전류가 25 ... 30 A 미만일 때 자동으로 주파수를 증가시킵니다. 이를 통해 인덕턴스를 줄일 수 있으며 결과적으로 인덕터 L1의 크기와 질량을 줄일 수 있습니다(그림 1 참조). 제너 다이오드 VD23, 저항 R39 및 다이오드 VD25를 통해 DA5 컨트롤러의 주파수 설정 회로에 추가 전류를 적용하면 주파수가 증가합니다. 아무 조치도 취하지 않으면 부하가 없을 때(아크가 꺼질 때) IIST 출력의 전압이 변압기 및 설비의 기생 인덕턴스의 영향으로 인해 위험한 값으로 증가할 수 있습니다. 따라서이 모드에서는 IIST의 인버터 부분이 꺼지고 VD1-VD2 다이오드의 위에서 언급 한 배율기의 "대기"전압이 저항 R3과 다이오드 VD6를 통해 용접 전극에 적용됩니다. 용접 회로의 전압이 제너 다이오드 VD8 및 VD9의 총 안정화 전압을 초과하는 동안 트랜지스터 VT1이 열리고 옵토 커플러 U1의 LED를 션트합니다. 광 커플러 트랜지스터가 닫히고 VT2가 열리고 (VD13 다이오드를 통해) DA4 SHI 컨트롤러의 핀 5에서 거의 제로 전압을 유지하여 후자를 차단합니다. 용접 전극이 닫히면 그들 사이의 전압이 떨어지고 결과적으로 트랜지스터 VT1이 닫히고 광 커플러 U1의 LED를 통해 전류가 흐릅니다. 광 커플러 U1의 트랜지스터가 열리면 트랜지스터 VT2와 다이오드 VD13이 닫힙니다. 이 상태에서 PWM 컨트롤러는 용접 전극 사이의 전압이 다시 약 40V를 초과하고 PWM 컨트롤러가 다시 비활성화될 때까지 정상적으로 작동합니다. 이것은 아크 갭의 길이가 크게 증가한 결과로 용접 세션이 끝날 때 발생합니다. 아크의 강제 소멸은 최대 길이를 제한하는 동시에 IIST의 출력 전력을 과도하게 증가시킬 필요를 제거합니다. 강력한 인버터 트랜지스터의 온도 체제는 방열판에 장착된 온도-전류 변환기 VK1을 사용하여 제어됩니다(그림 1 참조). 방열판의 온도에 비례하는 전압이 저항 R67에서 제거되어 연산 증폭기 DA4.3 및 DA4.4의 두 비교기에 공급됩니다. 커패시터 C38은 노이즈를 필터링합니다. 비교기 작동 임계 값은 저항 분압기 R64, R69-R71에 의해 설정됩니다. +50 ° C의 온도에 해당하는 임계 값을 초과하면 저항 R4.4을 통해 연산 증폭기 DA73의 출력에서 음의 전압이 트랜지스터 VT4를 엽니 다. 릴레이 K2(그림 1 참조)가 활성화되어 블록 팬이 켜집니다. 온도가 계속 상승하고 +85 °C에 도달하면 연산 증폭기 DA4.3의 출력에서 VD18 다이오드를 통해 이미 음의 전압이 용접 전류 제어 회로에 들어가 5A로 감소합니다. 트랜지스터와 방열판이 식으면 IIST의 정상 작동이 자동으로 복원됩니다. L1-L3 초크의 자기 회로는 초기 투자율이 10 ~ 1000인 외경 2000mm의 페라이트 링입니다. 권선은 단면적이 0,1mm2인 기존의 절연 장착 와이어를 사용하여 한 층씩 감겨 있습니다. 문학
저자: V.Volodin, 오데사, 우크라이나
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