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라디오 전자 및 전기 공학의 백과사전 과부하 보호 기능이 있는 트랜지스터 전압 조정기
연속 전압 안정기에 관한 모든 것이 작성된 것 같습니다. 그럼에도 불구하고, 특히 부하 전류가 증가한 경우 신뢰할 수 있고 너무 복잡하지 않은(XNUMX개 또는 XNUMX개의 트랜지스터 이하) 안정기를 개발하는 것은 매우 심각한 작업입니다. 첫 번째 장소 중 하나는 제어 트랜지스터의 안정적인 보호가 필요하기 때문입니다. 과부하로 인해. 이 경우 과부하 원인을 제거한 후 안정 장치의 정상 작동을 자동으로 복원하는 것이 바람직합니다. 이러한 요구 사항을 충족하려는 욕구는 종종 안정 장치 회로를 상당히 복잡하게 만들고 효율성이 눈에 띄게 감소하게 만듭니다. 이 기사의 저자는 자신의 의견으로는 최적의 솔루션을 찾으려고 노력하고 있습니다. 최적의 솔루션을 찾기 전에 가장 일반적인 회로에 따라 만들어진 전압 안정기의 부하 특성 Uout = f(Iout)을 분석해 보겠습니다. [1]에 설명된 안정기의 경우 과부하가 발생하면 출력 전압 Uout이 빠르게 2으로 감소합니다. 그러나 전류는 감소하지 않고 부하를 손상시키기에 충분할 수 있으며 제어 트랜지스터에 의해 소비되는 전력은 때때로 허용 한계를 초과합니다. [1]에서는 유사한 안정 장치가 방아쇠 보호 기능으로 보완됩니다. 과부하가 걸리면 출력 전압뿐만 아니라 전류도 감소합니다. 그러나 보호 기능은 출력 전압이 XNUMXV 미만으로 떨어진 후에만 작동하고 일부 조건에서는 제어 트랜지스터의 열 과부하를 제거하지 못하기 때문에 충분히 효과적이지 않습니다. 이러한 안정 장치를 작동 모드로 되돌리려면 부하를 거의 완전히 꺼야 하며 이는 특히 더 복잡한 장치의 필수 부분으로 사용되는 안정 장치의 경우 항상 허용되는 것은 아닙니다. 스태빌라이저의 보호는 그림에 나와 있습니다. 1, 과부하로 인해 출력 전압이 약간 감소하면 이미 트리거됩니다. 회로 요소의 정격은 12V의 출력 전압에 대해 두 가지 버전으로 제공됩니다. VD1이 D814B인 경우 브래킷 없이, KS139E인 경우 브래킷으로 표시됩니다. 이러한 안정 장치의 작동에 대한 간략한 설명은 [3]에 나와 있습니다.
좋은 매개변수는 필요한 모든 신호가 안정화된 출력 전압에서 형성되고 두 트랜지스터(VT1 조절 및 VT2 제어)가 전압 증폭 모드에서 작동한다는 사실로 설명됩니다. 이 안정 장치의 실험적으로 측정된 부하 특성은 그림 2에 나와 있습니다. 3(곡선 4 및 XNUMX).
출력 전압이 공칭 값에서 벗어나면 제너 다이오드 VD1을 통한 증가분은 거의 완전히 트랜지스터 VT2의 이미 터로 전달됩니다. 제너 다이오드의 차동 저항을 고려하지 않으면 ΔUе - ΔUout입니다. 이것은 부정적인 OS의 신호입니다. 하지만 이 장치에는 긍정적인 측면도 있습니다. 이는 전압 분배기 R2R3을 통해 트랜지스터 베이스에 공급되는 출력 전압 증분의 일부에 의해 생성됩니다.
안정화 모드의 총 피드백은 음수이며 오류 신호는 값입니다.
절대값이 클수록 R3이 R2와 비교됩니다. 이 비율을 줄이면 안정화 계수와 안정기의 출력 저항에 유익한 효과가 있습니다. 고려해 보면
제너 다이오드 VD1은 가능한 최대를 선택해야 하지만 출력 안정화 전압은 더 낮습니다. 저항 R3을 순방향으로 연결되고 직렬로 연결된 두 개의 다이오드로 교체하면(예: [4]에서 제안된 대로) 안정기의 매개변수가 향상됩니다. ΔUb 및 ΔUbe에 대한 표현식에서 R3의 위치가 같기 때문입니다. 개방형 다이오드의 작은 차동 저항으로 인해 발생합니다. 그러나 이러한 교체는 안정 장치가 보호 모드로 들어갈 때 몇 가지 문제를 야기합니다. 아래에서 이에 대해 자세히 설명하겠지만 지금은 저항 R3을 같은 위치에 두겠습니다. 안정화 모드에서 저항 R1의 전압 강하는 사실상 변하지 않습니다. 이 저항을 통해 흐르는 전류는 제너 다이오드 전류 VD1과 트랜지스터 VT2의 이미터 전류의 합이며, 이는 트랜지스터 VT1의 베이스 전류와 거의 같습니다. 부하 저항이 감소함에 따라 R1을 통해 흐르는 전류의 마지막 구성 요소가 증가하고 첫 번째 (제너 다이오드 전류)가 2으로 감소한 후 출력 전압의 증가가 더 이상 제너를 통해 트랜지스터 VTXNUMX의 이미 터로 전달되지 않습니다 다이오드. 결과적으로 네거티브 피드백 회로가 차단되고 계속 작동하는 포지티브 피드백 루프가 두 트랜지스터 모두 눈사태처럼 닫히고 부하 전류가 차단됩니다. 보호가 트리거되는 부하 전류는 다음 공식을 사용하여 추정할 수 있습니다.
여기서 h21e는 트랜지스터 VT1에 의한 전류 전달 계수입니다. 불행하게도 h21e는 전류와 온도에 따라 트랜지스터 인스턴스에서 트랜지스터 인스턴스로 큰 분산을 갖습니다. 따라서 설정 중에 저항 R1을 선택해야 하는 경우가 많습니다. 고부하 전류용으로 설계된 안정기에서는 저항 R1의 저항이 작습니다. 결과적으로, 부하 전류가 감소하면 제너 다이오드 VD1을 통과하는 전류가 너무 증가하므로 전력이 증가된 제너 다이오드를 사용해야 합니다. 작동 모드와 보호 모드 사이의 상대적으로 긴 전환 섹션의 부하 특성(그림 3의 곡선 4 및 2 참조)에 존재합니다(이 섹션은 트랜지스터 VT1의 열 영역 관점에서 볼 때 가장 무겁습니다). 이는 주로 저항 R1을 통한 로컬 네거티브 피드백에 의해 스위칭 프로세스의 개발이 방지된다는 사실로 설명됩니다. 전압이 낮을수록 제너 다이오드 VD1의 안정화가 높을수록 다른 조건이 동일하면 저항 R1의 값이 높아지고 안정기의 작동 모드에서 보호 모드로의 전환이 더 "지연"됩니다. 이는 이전에 만들어진 것과 마찬가지로 가능한 가장 높은 안정화 전압을 갖는 제너 다이오드 VD1을 사용하는 것이 타당하다는 결론이 실험적으로 확인되었습니다. 그림 1에 표시된 회로에 따른 안정기의 출력 전압. 814, D9B 제너 다이오드(Ust = 139V)는 유사한 KS3,9E 제너 다이오드(UCT = XNUMXV)와 비교하여 부하에 대한 의존도가 훨씬 낮고 과부하 시 보호 모드로 더 "가파르게" 전환됩니다. 그림 3에 표시된 것처럼 추가 트랜지스터 VT3을 추가하면 안정기 부하 특성의 전이 구간을 줄이거나 완전히 제거할 수 있습니다. 삼.
작동 모드에서 이 트랜지스터는 포화 상태이며 안정기 작동에 거의 영향을 미치지 않으며 출력 전압의 온도 안정성을 약간만 악화시킵니다. 과부하로 인해 제너 다이오드 전류 VD1이 3이 되는 경향이 있으면 트랜지스터 VT1이 활성 상태로 전환된 다음 닫혀 보호 기능을 빠르게 켤 수 있는 조건이 생성됩니다. 이 경우 부하 특성의 원활한 전환 구간이 없습니다(그림 2의 곡선 XNUMX 참조). 작동 모드의 다이오드 VD2 및 VD3은 트랜지스터 VT2를 기반으로 전압을 안정화하여 안정기의 기본 매개 변수를 향상시킵니다. 그러나 추가 트랜지스터 VT3이 없으면 OS의 긍정적인 구성 요소가 약화되므로 보호에 부정적인 영향을 미칩니다. 이 경우 보호 모드로의 전환은 매우 지연되며 부하 전압이 트랜지스터 VT2를 기반으로 하는 다이오드 VD3 및 VD2이 지원하는 값에 가까운 값으로 감소한 후에만 발생합니다(그림 2의 곡선 2 참조). 고려된 안정 장치에는 많은 응용 분야에서 심각한 단점이 있습니다. 과부하 원인을 제거한 후에도 보호 상태를 유지하며 연결된 부하에 공급 전압이 적용될 때 작동 모드로 전환되지 않는 경우가 많습니다. 이를 시작하는 방법에는 여러 가지가 있습니다. 예를 들어 트랜지스터 VT1의 컬렉터-이미터 섹션에 병렬로 설치된 추가 저항을 사용하거나 ([4]에서 제안된 대로) 트랜지스터 VT2의 베이스에 "공급"하는 등의 방법이 있습니다. 문제는 부하 상태에서 시동의 신뢰성과 단락 전류의 크기 사이의 절충을 통해 해결되는데, 이는 항상 허용되는 것은 아닙니다. [5]와 [6]에서 고려한 발사 유닛의 변형은 더 효과적이지만 전체적으로 안정 장치를 복잡하게 만듭니다. 보호 모드에서 안정 장치를 제거하는 덜 일반적이지만 흥미로운 방법이 [7]에서 제안되었습니다. 특별히 설계된 펄스 발생기가 주기적으로 조절 트랜지스터를 강제로 열어 안정 장치를 한동안 작동 모드로 전환한다는 사실에 있습니다. 과부하의 원인이 제거되면 다음 임펄스가 끝나면 보호 기능이 다시 작동하지 않고 안정 장치는 계속해서 정상적으로 작동합니다. 과부하 동안 제어 트랜지스터에 의해 소비되는 평균 전력은 약간 증가합니다. 그림에서. 그림 4는 이 원리에 따라 작동하는 안정 장치에 대한 가능한 옵션 중 하나의 다이어그램을 보여줍니다. 이는 별도의 장치(펄스 발생기)가 없다는 점에서 [7]에 설명된 것과 다릅니다. 과부하가 걸리면 안정기는 커패시터 C1을 통해 닫히는 포지티브 피드백 루프로 인해 진동 모드로 전환됩니다. 저항 R3은 커패시터의 충전 전류를 제한하고 R4는 외부 부하가 닫힐 때 발전기 부하 역할을 합니다.
공급 전압이 적용된 후 과부하가 없으면 저항 R2 덕분에 안정기가 시작됩니다. 커패시터 C1은 개방형 다이오드 VD2와 직렬로 연결된 저항기 R3-R5에 의해 분류되므로 자체 여기 조건이 충족되지 않으며 장치는 앞에서 설명한 것과 유사하게 작동합니다(그림 1 참조). 안정기가 보호 모드로 전환되는 동안 커패시터 C1은 부스터 역할을 하여 프로세스 개발을 가속화합니다. 보호 모드에서 안정기의 등가 회로는 그림 5에 나와 있습니다. XNUMX.
부하 저항 Rн이 1과 같을 때 커패시터 C4의 양극 단자는 저항 R2를 통해 공통 와이어(입력 전압원 마이너스)에 연결됩니다. 안정화 모드에서 커패시터가 충전된 전압은 트랜지스터 VT1의 베이스에 음의 극성으로 적용되어 트랜지스터를 닫힌 상태로 유지합니다. 커패시터는 전류 i3에 의해 방전됩니다. 저항 R5-R2 및 개방형 다이오드 VD1를 통한 전류. VT0,7 베이스의 전압이 -2V를 초과하면 다이오드 VD2가 닫히지만 저항 R2를 통해 흐르는 전류 i2로 커패시터 재충전이 계속됩니다. 트랜지스터 VT1의 베이스에서 작은 양의 전압에 도달하면 후자와 VT1이 열리기 시작합니다. 커패시터 C3을 통한 포지티브 피드백으로 인해 두 트랜지스터 모두 완전히 열리고 커패시터가 전류 i5으로 거의 전압 Uin에 충전될 때까지 일정 시간 동안 이 상태를 유지한 후 트랜지스터가 닫히고 사이클이 반복됩니다. 그림의 다이어그램에 표시된 것과 함께. 100개 요소 등급, 생성된 펄스의 지속 시간은 몇 밀리초이고 반복 주기는 200~30ms입니다. 보호 모드에서 출력 전류 펄스의 진폭은 보호 작동 전류와 거의 같습니다. 다이얼 밀리암페어로 측정한 단락 전류의 평균값은 약 XNUMXmA입니다. 부하 저항 RH가 증가함에 따라 트랜지스터 VT1 및 VT2가 열린 상태에서 네거티브 피드백이 포지티브 피드백보다 "크고" 발전기가 다시 전압 안정기로 바뀌는 순간이 옵니다. 모드 변경이 발생하는 RH 값은 주로 저항 R3의 저항에 따라 달라집니다. 값이 너무 작으면(5옴 미만) 부하 특성에 히스테리시스가 나타나고 저항 R3이 200이면 부하 저항이 3옴을 초과하는 경우에만 전압 안정화가 복원됩니다. 저항 RXNUMX의 저항이 과도하게 증가하면 부하 특성에 천이 구간이 나타납니다. 트랜지스터 VT2를 기반으로 한 음의 극성 펄스의 진폭은 10V에 도달하며, 이는 이 트랜지스터의 베이스 이미터 부분의 전기적 항복을 초래할 수 있습니다. 그러나 항복은 가역적이며 전류는 저항 R1 및 R3에 의해 제한됩니다. 발전기의 작동을 방해하지 않습니다. 트랜지스터 VT2를 선택할 때 컬렉터베이스 섹션에 적용되는 전압이 안정기의 입력 및 출력 전압의 합에 도달한다는 점도 고려해야합니다. 작동 장비에서 전압 안정기의 출력은 일반적으로 커패시터(C2, 그림 4에 점선으로 표시)에 의해 분류됩니다. 용량은 200μF를 초과해서는 안 됩니다. 제한은 출력의 완전한 단락을 수반하지 않는 과부하 동안 이 커패시터가 발전기의 포지티브 피드백 회로에 들어간다는 사실 때문입니다. 실제로 이는 상당한 과부하가 있는 경우에만 발전기가 "시동"되고 부하 특성에 히스테리시스가 나타난다는 사실로 표현됩니다. 저항 R4의 저항은 펄스 동안 저항에 걸리는 전압 강하가 트랜지스터 VT2(-1V)를 개방하기에 충분하고 자체 생성 조건이 제로 부하 저항에서 충족되도록 보장해야 합니다. 불행하게도 안정화 모드에서 이 저항은 장치의 효율을 감소시킬 뿐입니다. 보호 장치의 정확한 작동을 위해서는 허용되는 부하 전류에서 안정기의 최소(리플 포함) 입력 전압이 정상 작동에 충분하게 유지되어야 합니다. 12V의 정격 출력 전압으로 위에서 설명한 모든 안정기를 테스트할 때 전원은 출력에 14μF 커패시터가 있는 10000V 브리지 다이오드 정류기였습니다. VZ 38밀리볼트미터로 측정한 정류기 출력의 리플 전압은 0,6V를 초과하지 않았습니다. 필요한 경우 보호 장치의 펄스 특성을 사용하여 소리를 포함한 안정기의 상태를 나타낼 수 있습니다. 후자의 경우 과부하가 걸리면 펄스 반복 속도로 클릭 소리가 들립니다. 그림에서. 그림 6은 기사의 첫 번째 부분에서 설명한 단점이 거의 없는 펄스 보호 기능을 갖춘 보다 복잡한 안정기의 다이어그램을 보여줍니다(그림 4 참조). 출력 전압은 12V, 출력 저항은 0,08Ω, 안정화 계수는 250, 최대 작동 전류는 3A, 보호 임계값은 3,2A, 보호 모드의 평균 부하 전류는 60mA입니다. 트랜지스터 VT2에 증폭기가 있으면 필요한 경우 트랜지스터 VT1을 더 강력한 복합 트랜지스터로 교체하여 작동 전류를 크게 높일 수 있습니다.
이 안정 장치의 보호 알고리즘은 이전에 설명한 것과 거의 다르지 않습니다. 보호 모드에서 트랜지스터 VT2 및 VT3은 주파수 설정 커패시터 C1을 사용하여 펄스 발생기를 형성합니다. 커패시터 C2는 고주파수 기생 생성을 억제합니다. 안정기의 출력 회로(R4와 유사, 그림 4 참조)에는 효율을 저하시키는 직렬 저항이 없으며, 저항 R1은 발전기 부하 역할을 합니다. 다이오드 VD1, VD2 및 트랜지스터 VT4의 목적은 그림 2에 표시된 회로에 따른 안정기의 요소 VD3, VD3 및 VT3과 유사합니다. 삼. 제한 저항 R4의 값은 수십 옴에서 51k옴까지 다양합니다. 안정기의 출력은 최대 1000μF 용량의 커패시터로 바이패스될 수 있지만 부하 특성에 히스테리시스가 나타납니다. 보호 임계값 3,2A에서 측정된 반환 전류 값 안정화 모드는 1,9A입니다. 모드를 명확하게 전환하려면 부하 저항이 감소하면 트랜지스터 VT3가 포화되기 전에 제너 다이오드 VD2을 통과하는 전류가 중지되므로 저항 R1의 값은 다음과 같은 방식으로 선택됩니다. 보호가 작동하면 최소 2의 전압이 트랜지스터의 컬렉터와 이미 터 사이에 남아 있습니다... 3V. 보호 모드에서 트랜지스터 VT2는 포화 상태가 되며 결과적으로 부하 전류 펄스의 진폭은 1.2가 될 수 있습니다. ...보호 동작 전류의 1,5배입니다. 저항 R1이 크게 감소하면 트랜지스터 VT2에서 소비되는 전력이 크게 증가한다는 점을 고려해야 합니다. 커패시터 C1이 있으면 이론적으로 안정기의 출력 전압 리플이 증가할 수 있습니다. 그러나 이는 실제로 관찰되지 않았습니다. 출력 안정화 전압은 다이오드 VD1 및 VD2의 전압 강하, 트랜지스터 VT4의 베이스-이미터 섹션 및 제너 다이오드 VD3의 안정화 전압의 합에서 트랜지스터 VT3의 베이스-이미터 섹션의 전압 강하를 뺀 것과 같습니다. - 제너 다이오드의 안정화 전압보다 약 1,4V 더 높습니다. 보호 트립 전류는 다음 공식을 사용하여 계산됩니다.
트랜지스터 VT2의 추가 증폭기 덕분에 저항 R3을 통해 흐르는 전류는 계산된 부하 전류가 상당하더라도 상대적으로 작습니다. 이는 한편으로는 스태빌라이저의 효율을 향상시키지만 다른 한편으로는 VD3와 같이 저전류에서 작동할 수 있는 제너 다이오드를 사용해야 합니다. 다이어그램 (그림 6 참조)에 표시된 KS211Zh 제너 다이오드의 최소 안정화 전류는 0,5mA입니다. 이러한 안정 장치는 의도된 목적 외에도 배터리 방전 제한기 역할을 할 수 있습니다. 이를 위해 배터리 전압이 허용치보다 낮을 경우 보호 기능이 작동해 추가 방전을 방지하도록 출력 전압을 설정한다. 이 경우 저항 R6의 값을 10kOhm으로 늘리는 것이 좋습니다. 결과적으로 작동 모드에서 장치가 소비하는 전류는 12mA에서 2,5mA로 감소합니다. 보호 장치가 작동하기 직전에 이 전류는 약 60mA로 증가하지만 펄스 발생기가 시작되면 배터리 방전 전류의 평균 값은 4...6mA로 떨어집니다. 고려된 펄스 보호 원리를 사용하면 전압 안정기뿐만 아니라 전원과 부하 사이에 설치된 자가 치유 전자 "퓨즈"도 구축할 수 있습니다. 이러한 퓨즈는 퓨즈 링크와 달리 트립 원인을 제거한 후 복구 걱정 없이 반복적으로 사용할 수 있습니다. 전자 퓨즈는 단기 및 장기, 전체 또는 부분 부하 오류를 모두 견뎌야 합니다. 후자는 종종 긴 연결 와이어에서 발생하며 저항은 페이로드의 눈에 띄는 부분입니다. 이 경우는 퓨즈의 스위칭 소자에서 가장 심각합니다. 그림에서. 그림 7은 펄스 보호 기능을 갖춘 간단한 자체 재설정 전자 퓨즈의 다이어그램을 보여줍니다. 작동 원리는 위에서 설명한 전압 안정기에 가깝지만(그림 4 참조) 보호가 트리거되기 전에 트랜지스터 VT1 및 VT2는 포화 상태에 있고 출력 전압은 입력과 거의 같습니다.
부하 전류가 허용 값을 초과하면 트랜지스터 VT1이 포화 상태에서 벗어나 출력 전압이 감소하기 시작합니다. 커패시터 C1을 통한 증가는 트랜지스터 VT2의 베이스로 이동하여 후자를 닫고 VT1을 사용합니다. 출력 전압은 더욱 감소하고 눈사태와 같은 과정의 결과로 트랜지스터 VT1 및 VT2가 완전히 닫힙니다. 잠시 후 R1C1 회로의 시정수에 따라 다시 열리지만 과부하가 남아 있으면 다시 닫힙니다. 이 사이클은 과부하가 제거될 때까지 반복됩니다. 생성되는 펄스의 주파수는 부하가 허용 부하보다 약간 높을 때 약 20Hz, 완전히 닫힐 때 200Hz입니다. 후자의 경우 펄스의 듀티 사이클은 100을 초과합니다. 부하 저항이 허용 가능한 값으로 증가하면 트랜지스터 VT1이 포화 상태에 들어가고 펄스 생성이 중지됩니다. "퓨즈"의 작동 전류는 대략 다음 공식에 의해 결정될 수 있습니다.
실험적으로 선택된 계수 0,25는 트랜지스터 VT1이 포화 모드에서 활성 모드로 전환되는 순간 전류 전달 계수가 공칭 모드보다 훨씬 작다는 점을 고려합니다. 입력 전압 12V에서 측정된 보호 동작 전류는 0,35A이고, 닫힐 때 부하 전류 펄스의 진폭은 1,3A입니다. 히스테리시스(보호 동작 전류와 동작 모드 복원 간의 차이)는 발생하지 않았습니다. 감지되었습니다. 필요한 경우 총 용량이 200μF 이하인 차단 커패시터를 "퓨즈" 출력에 연결하면 작동 전류가 약 0,5A로 증가합니다. 부하 전류 펄스의 진폭을 제한해야 하는 경우 트랜지스터 VT2의 이미터 회로에 수십 옴의 저항을 포함해야 하며 저항 R3의 값을 약간 늘려야 합니다. 부하가 완전히 닫히지 않으면 트랜지스터 VT2의 베이스 이미터 섹션이 전기적으로 파손될 수 있습니다. 이는 발전기의 작동에 거의 영향을 미치지 않으며, 고장이 발생하기 전에 커패시터 C1에 축적된 전하가 상대적으로 작기 때문에 트랜지스터에 위험을 초래하지 않습니다. 고려한 회로(그림 7)에 따라 조립된 "퓨즈"의 단점은 부하 회로에 직렬로 연결된 저항 R3과 부하와 무관한 트랜지스터 VT1의 베이스 전류로 인해 효율이 낮다는 것입니다. 후자는 다른 유사한 장치에서도 일반적입니다[8]. 효율성을 감소시키는 두 가지 이유는 최대 부하 전류가 5A인 보다 강력한 "퓨즈"에서 제거됩니다. 이 퓨즈의 회로는 그림 8에 나와 있습니다. 90. 부하전류 범위의 0,5배 이상에서 효율이 XNUMX%를 초과합니다. 부하가 없을 때 소비되는 전류는 XNUMXmA 미만입니다.
"퓨즈"의 전압 강하를 줄이기 위해 게르마늄 트랜지스터가 VT4로 사용됩니다. 부하 전류가 허용치보다 낮으면 이 트랜지스터는 포화 상태가 됩니다. 이 상태는 트랜지스터 VT2가 개방되고 포화될 때 트랜지스터 VT1 및 VT3에 의해 형성되는 네거티브 피드백 루프에 의해 지원됩니다. 트랜지스터 VT4의 컬렉터-에미 터 부분의 전압 강하는 부하 전류 0,5A에서 1V, 0,6A에서 5V를 초과하지 않습니다. 부하 전류가 보호 응답 전류보다 작을 때 트랜지스터 VT3은 활성 모드에 있고 콜렉터와 이미 터 사이의 전압은 트랜지스터 VT6을 여는 데 충분하여 트랜지스터 VT2의 포화 상태와 궁극적으로 스위치의 전도 상태를 보장합니다. VT4. 부하 전류가 증가하면 네거티브 피드백의 영향을 받는 VT3의 베이스 전류가 증가하고 트랜지스터 VT6이 닫힐 때까지 콜렉터의 전압이 감소합니다. 이 순간 보호가 실행됩니다. 작동 전류는 공식을 사용하여 추정할 수 있습니다.
여기서 Req는 병렬로 연결된 저항 R4, R6 및 R8의 총 저항입니다. 이전 사례와 마찬가지로 계수 0,5는 실험적입니다. 부하가 닫힐 때 출력 전류 펄스의 진폭은 보호 동작 전류의 약 XNUMX배가 됩니다. 커패시터 C2를 통해 닫히는 포지티브 피드백 루프의 동작으로 인해 트랜지스터 VT6 및 VT2-VT4가 완전히 닫히고 VT5가 열립니다. 트랜지스터는 트랜지스터 VT2의 베이스-이미터 섹션과 저항 R5, R7, R9, R11를 통해 흐르는 전류에 의해 커패시터 C12가 충전될 때까지 표시된 상태로 유지됩니다. R12는 나열된 저항 중 가장 큰 값을 가지므로 생성된 펄스의 반복 주기(약 2,5초)를 결정합니다. 커패시터 C2의 충전이 완료되면 트랜지스터 VT5가 닫히고 VT6 및 VT2-VT4가 열립니다. 커패시터 C2는 트랜지스터 VT0,06, 다이오드 VD6 및 저항 R1을 통해 약 11초 내에 방전됩니다. 부하가 닫힌 경우 이때 트랜지스터 VT4의 콜렉터 전류는 8...10A에 도달합니다. 그런 다음 사이클이 반복됩니다. 그러나 과부하를 제거한 후 첫 번째 펄스 동안 트랜지스터 VT3은 포화되지 않고 "퓨즈"가 작동 모드로 돌아갑니다. 펄스 동안 트랜지스터 VT6이 완전히 열리지 않는다는 것이 흥미 롭습니다. 이는 트랜지스터 VT2, VT3, VT6에 의해 형성된 네거티브 피드백 루프에 의해 방지됩니다. 다이어그램 (그림 8)에 표시된 저항 R9 (51kOhm)의 값을 사용하면 트랜지스터 VT6 콜렉터의 전압이 0,3Uin 아래로 떨어지지 않습니다. "퓨즈"에 가장 불리한 부하는 차가운 필라멘트의 저항이 가열 된 필라멘트의 저항보다 몇 배나 낮은 강력한 백열등입니다. 12V 32+6W 자동차 램프를 사용하여 수행한 테스트에서는 예열에 0,06초면 충분하며 전원을 켠 후 "퓨즈"가 안정적으로 작동 모드로 들어가는 것으로 나타났습니다. 그러나 관성 램프가 더 많은 경우 더 높은 정격의 커패시터 C2(산화물이 아님)를 설치하여 펄스의 지속 시간과 반복 주기를 늘려야 할 수도 있습니다. 이러한 교체로 인해 생성된 펄스의 듀티 사이클은 동일하게 유지됩니다. 우연히 40과 같도록 선택된 것이 아닙니다. 이 경우 최대 부하 전류(5A)와 "퓨즈" 출력이 닫히면 트랜지스터 VT4에서 거의 동일하고 안전한 전력이 소비됩니다. GT806A 트랜지스터는 동일한 시리즈의 다른 트랜지스터 또는 강력한 게르마늄 트랜지스터(예: 문자 인덱스가 있는 P210)로 교체할 수 있습니다. 게르마늄 트랜지스터를 사용할 수 없거나 높은 온도에서 작동해야 하는 경우 h21e>40인 실리콘 트랜지스터(예: 문자 인덱스가 있는 KT818 또는 KT8101)를 사용하여 저항 R5의 값을 10kOhm으로 늘릴 수도 있습니다. 이러한 교체 후 트랜지스터 VT4의 콜렉터와 이미터 사이에서 측정된 전압은 0,8A의 부하 전류에서 5V를 초과하지 않았습니다. "퓨즈"를 만들 때 VT4 트랜지스터를 방열판(예: 80x50x5mm 크기의 알루미늄 판)에 설치해야 합니다. 트랜지스터 VT1,5에는 2...2 cm3 면적의 방열판도 필요합니다. 부하 없이 처음으로 장치를 켜고 먼저 트랜지스터 VT4의 컬렉터와 이미터 사이의 전압(약 0,5V)을 확인합니다. 그런 다음 저항이 10...20인 권선형 가변 저항기를 연결합니다. 전류계를 통해 출력되는 옴 및 100W의 전력. 저항을 부드럽게 줄이면 장치를 보호 모드로 전환합니다. 오실로스코프를 사용하여 장기간의 과도 프로세스 없이 모드 전환이 발생하는지, 생성된 펄스의 매개변수가 위에 표시된 매개변수와 일치하는지 확인하십시오. 보호 동작 전류의 정확한 값은 저항 R4, R6, R8을 선택하여 설정할 수 있습니다 (그 값은 동일하게 유지되는 것이 바람직합니다). 부하가 오랫동안 단락되면 트랜지스터 VT4 하우징의 온도가 허용 값을 초과해서는 안됩니다. 문학
저자: A. Moskvin, 예카테린부르크
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