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라디오 전자 및 전기 공학의 백과사전 통합 전압 안정기 KR142 적용. 무선 전자 및 전기 공학 백과사전
KR142 시리즈의 마이크로 회로는 아마추어 무선 설계에 폭넓게 적용됩니다. 이들 모두는 설계가 거의 동일하며 부하 회로 보호 장치가 내장되어 있습니다. 최대 출력 전류와 정격 출력 전압만 다르며 값은 5, 6, 9, 12, 15, 20, 24 및 27V 중 하나입니다. 우리는 이러한 마이크로 회로를 사용하여 만든 다양한 전압 안정기 회로 선택을 여러분의 관심에 보여줍니다. 방전 전류로 인한 커패시터 손상으로부터 보호되는 전압 안정기 출력 회로 MV에 큰 커패시터가 있는 경우 미세 회로를 보호하기 위한 조치, 즉 커패시터가 회로를 통해 방전되는 것을 방지하는 조치가 필요한 경우가 있습니다. 사실 장치의 전원 공급 회로에 일반적으로 사용되는 최대 10μF 이상의 용량을 갖는 커패시터는 내부 저항이 낮으므로 장치의 특정 회로가 비상 폐쇄되는 경우 전류 펄스가 발생하며 그 값은 수십 암페어에 도달할 수 있습니다. 그리고 이 충동은 매우 짧지만 그 에너지는 마이크로 회로를 파괴하기에 충분할 수 있습니다. 펄스 에너지는 커패시터의 커패시턴스, 출력 전압 및 감소율에 따라 달라집니다. 이러한 경우 미세 회로가 손상되지 않도록 보호하기 위해 다이오드가 사용됩니다. 그림과 같이 만들어진 장치에서는 2.10 다이어그램에서 다이오드 VD1은 커패시터 C1의 방전 전류로부터 미세 회로 DA2을 보호하고, 다이오드 VD2는 CH 입력에 단락이 있을 때 커패시터 C3의 방전 전류로부터 보호합니다. 안정기에 사용하기에 가장 적합한 것은 고주파수에서도 (물론 필요한 커패시턴스와 함께) 낮은 임피던스를 갖는 산화탄탈륨 커패시터입니다. 여기서 1μF 용량의 탄탈륨 커패시터는 용량이 있는 산화알루미늄 커패시터와 동일합니다. 약 25μF입니다.
단계적 전환이 있는 MV 이 장치의 "스위칭" 요소의 기능은 트랜지스터 VT1에 의해 수행됩니다(그림 2.11). 전원이 켜지는 순간 커패시터 C3이 충전되기 시작하므로 트랜지스터가 열리고 분배기 R1, R2의 하단 암을 우회합니다. 커패시터가 저항 R3을 통해 충전됨에 따라 트랜지스터가 닫히고 DA8의 핀 1 및 장치 출력의 전압이 증가하고 일정 시간 후에 출력 전압이 지정된 레벨에 도달합니다. 출력 전압 설정 기간은 회로 R3, C3의 시정수에 따라 달라집니다.
안정성 출력 전압이 증가한 MV 그림 2.12의 다이어그램에서 볼 수 있듯이 이 CH와 이전에 논의한 CH(보호 다이오드 및 커패시터 C3이 없는 경우 제외)의 차이점은 저항 R2를 제너 다이오드 VD1로 교체한다는 점입니다. 후자는 DA8 칩의 핀 1에서 보다 안정적인 전압을 유지하므로 부하 전체의 전압 변동을 더욱 줄입니다. 장치의 단점은 출력 전압을 원활하게 조정할 수 없다는 것입니다 (제너 다이오드 VD1을 선택해야만 변경할 수 있음).
0에서 10V까지 조정 가능한 출력 전압이 있는 MV 그림에서. 그림 2.13은 출력 전압을 0에서 10V까지 조정할 수 있는 장치의 다이어그램을 보여줍니다. 필요한 값은 가변 저항 R2로 설정됩니다. 모터가 낮은(다이어그램에 따라) 위치에 설치될 때(저항은 회로에서 완전히 제거됨) DA8의 핀 1의 전압은 음의 극성을 가지므로 출력 전압 CH는 0입니다. 이 저항의 슬라이더가 위쪽으로 이동하면 IC 핀 8의 음전압이 감소하고 일부 저항에서는 마이크로 회로의 출력 전압과 동일해집니다. 저항의 저항이 더 증가하면 출력 전압 CH는 0에서 최대 값으로 증가합니다. 회로의 단점은 -10V의 외부 전압 소스가 필요하다는 것입니다.
외부 제어 트랜지스터가 있는 CH 마이크로 회로 142EN5, 142EN8, 142EN9는 유형에 따라 최대 1,5...3A의 전류를 부하에 공급할 수 있지만 최대 부하 전류로 작동하는 것은 효과적인 방열판을 사용해야 하기 때문에 바람직하지 않습니다. (크리스탈의 허용 작동 온도는 대부분의 파워 트랜지스터보다 낮습니다.) 이러한 경우 외부 제어 트랜지스터를 마이크로 회로에 연결하여 마이크로 회로의 작동을 용이하게 할 수 있습니다. 외부 제어 트랜지스터가 있는 기본 버전의 SN의 개략도가 그림 2.14에 나와 있습니다. 180. 최대 190...1mA의 부하 전류에서 저항 R0,6의 전압 강하는 작으며 장치는 트랜지스터 없이 동일하게 작동합니다. 더 높은 전류에서 이 전압 강하는 0,7...1V에 도달하고 트랜지스터 VT1이 열리기 시작하여 DA1 칩을 통한 전류의 추가 증가를 제한합니다. 일반적인 연결에서와 같이 출력 전압을 특정 레벨로 유지합니다. 입력 전압이 증가하면 입력 전류가 감소하므로 트랜지스터 VTXNUMX의 이미 터 접합에서 제어 신호의 전압이 감소하고 그 반대도 마찬가지입니다. 이러한 SN을 사용할 때 입력 전압과 출력 전압 간의 최소 차이는 사용된 미세 회로의 최소 전압 강하와 제어 트랜지스터의 전압의 합과 같아야 한다는 점을 명심해야 합니다. 부하가 단락되면 트랜지스터의 정적 전류 전달 계수와 동일한 수만큼 미세 회로를 통과하는 전류를 초과하여 20A에 도달할 수 있으므로 이 트랜지스터를 통과하는 전류를 제한하는 데 주의를 기울여야 합니다. 더 나아가. 대부분의 경우 이러한 전류는 제어 트랜지스터뿐만 아니라 부하도 파괴하기에 충분합니다. 조절 트랜지스터를 통한 전류 제한이 있는 가능한 MV 옵션의 다이어그램이 그림 2.15에 나와 있습니다. 2.16, 2.17, 1. 첫 번째에서는 직렬로 연결된 두 개의 다이오드 VD1, VD2를 트랜지스터 VT7의 이미터 접합에 병렬로 연결하여 이 문제를 해결합니다. 이 다이오드는 부하 전류가 8A를 초과하면 열립니다. 안정 장치는 계속해서 약간의 증가로 작동합니다. 전류에서는 XNUMXA에 도달하자마자 칩 과부하 보호 시스템이 트리거됩니다. 고려된 옵션의 단점은 보호 시스템의 응답 전류가 트랜지스터와 다이오드의 매개변수에 크게 의존한다는 점입니다(이러한 요소 본체 사이에 열 접촉이 보장되면 크게 약화될 수 있음). 이 단점은 다른 안정 장치에서는 훨씬 덜 나타납니다(그림 2.16). 트랜지스터 VT1의 이미터 접합 전압과 다이오드 VD1의 순방향 전압이 거의 동일하다고 가정하면 DA1 마이크로 회로와 제어 트랜지스터 사이의 전류 분포는 저항 R2의 저항 값 비율에 따라 달라집니다. 그리고 R1. 낮은 출력 전류에서는 저항 R2와 다이오드 VD1의 전압 강하가 작으므로 트랜지스터 VT1이 닫히고 미세 회로만 작동합니다. 출력 전류가 증가함에 따라 이 전압 강하는 증가하고 0,6...0,7V에 도달하면 트랜지스터가 열리기 시작하고 점점 더 많은 전류가 흐르기 시작합니다. 동시에 마이크로 회로는 유형에 따라 결정된 수준으로 출력 전압을 유지합니다. 전압이 증가하면 조절 요소가 닫히고 이를 통해 흐르는 전류가 감소하고 R2, VD1 회로의 전압 강하가 감소합니다. 결과적으로 제어 트랜지스터 VT1 양단의 전압 강하가 증가하고 출력 전압이 감소합니다.
MV 출력의 전압이 감소하면 조정 프로세스가 반대 방향으로 진행됩니다. 전압의 안정성을 증가시키는(자기 여기를 방지하는) 트랜지스터 VT1의 이미 터 회로에 저항 R1을 도입하려면 입력 전압을 증가시켜야합니다. 동시에, 이 저항의 저항이 클수록 과부하 응답 전류는 트랜지스터 VT1 및 다이오드 VD1의 매개변수에 따라 달라집니다. 그러나 저항의 저항이 증가하면 저항에서 소비되는 전력이 증가하여 결과적으로 효율이 감소하고 장치의 열 조건이 악화됩니다. 저자: Semyan A.P.
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