1. IP의 특징

ION 및 저전압 보호 회로. 전력이 5.5..7.0V(일반 값 6.4V)의 임계값에 도달하면 회로가 켜집니다. 이 순간까지 내부 제어 버스는 발전기와 회로의 논리적 부분의 작동을 금지합니다. 공급 전압 +15V(출력 트랜지스터 비활성화)에서의 무부하 전류는 10mA를 넘지 않습니다. ION +5V(+4.75..+5.25V, +/- 25mV보다 나쁘지 않은 출력 안정화)는 최대 10mA의 흐르는 전류를 제공합니다. ION은 NPN 이미터 팔로워(TI pp. 19-20 참조)를 통해서만 증폭될 수 있지만 이러한 "안정기"의 출력 전압은 부하 전류에 따라 크게 달라집니다.

발전기 TL5 Texas Instruments의 경우 타이밍 커패시터 Ct(핀 0)에서 3.0..+494V(진폭은 ION에 의해 ​​설정됨)의 톱니 전압을 생성하고 TL0 Motorola의 경우 2.8...+494V(우리는 무엇을 할 수 있습니까?) 다른 사람들로부터 기대합니까?), 각각 TI F =1.0/(RtCt)의 경우, Motorola F=1.1/(RtCt)의 경우.

1~300kHz의 작동 주파수가 허용되며 권장 범위는 Rt = 1~500kOhm, Ct = 470pF~10μF입니다. 이 경우 일반적인 주파수 온도 드리프트는 (당연히 부착된 부품의 드리프트를 고려하지 않고) +/-3%이고, 공급 전압에 따른 주파수 드리프트는 전체 허용 범위에서 0.1% 이내입니다.

발전기를 원격으로 끄려면 외부 키를 사용하여 입력 Rt(6)를 ION의 출력으로 단락시키거나 Ct를 접지로 단락시킬 수 있습니다. 물론, Rt, Ct를 선택할 때 개방형 스위치의 누설 저항을 고려해야 합니다.

휴지 위상 제어 입력(듀티 사이클) 나머지 위상 비교기를 통해 회로 암의 펄스 사이에 필요한 최소 일시 정지를 설정합니다. 이는 IC 외부 전력단의 통과 전류를 방지하고 트리거의 안정적인 작동을 위해 필요합니다. TL494 디지털 부분의 스위칭 시간은 200ns입니다. 톱이 제어 입력 4(DT)의 전압을 Ct만큼 초과하면 출력 신호가 활성화됩니다. 제어 전압이 150인 최대 3kHz의 클록 주파수에서 휴지 위상은 주기의 100%(제어 신호 120..200mV의 등가 바이어스)이며, 고주파수에서는 내장 보정이 휴지 위상을 300으로 확장합니다. .XNUMXns.

DT 입력 회로를 사용하면 고정 정지 위상(RR 분배기), 소프트 스타트 모드(RC), 원격 종료(키)를 설정할 수 있으며 DT를 선형 제어 입력으로 사용할 수도 있습니다. 입력 회로는 PNP 트랜지스터를 사용하여 조립되므로 입력 전류(최대 1.0μA)가 IC 내부가 아닌 외부로 흐릅니다. 전류가 상당히 크기 때문에 고저항 저항기(100kOhm 이하)는 피해야 합니다. TL23(3) 430리드 제너 다이오드를 사용한 서지 보호의 예는 TI, 페이지 431을 참조하십시오.

오류 증폭기 - 실제로 정전압에서 Ku = 70..95dB(초기 시리즈의 경우 60dB), 1kHz에서 Ku = 350인 연산 증폭기. 입력 회로는 PNP 트랜지스터를 사용하여 조립되므로 입력 전류(최대 1.0μA)가 IC 내부가 아닌 외부로 흐릅니다. 연산 증폭기의 전류는 상당히 크고 바이어스 전압도 높으므로(최대 10mV) 제어 회로의 고저항 저항(100kOhm 이하)은 피해야 합니다. 그러나 pnp 입력을 사용하므로 입력 전압 범위는 -0.3V ~ Vsupply-2V입니다.

두 증폭기의 출력은 다이오드 OR로 결합됩니다. 출력 전압이 더 높은 증폭기가 로직을 제어합니다. 이 경우 출력 신호는 별도로 사용할 수 없으며 다이오드 OR 출력(오류 비교기의 입력이기도 함)에서만 사용할 수 있습니다. 따라서 하나의 증폭기만 라인 모드에서 루프될 수 있습니다. 이 증폭기는 출력 전압에서 주 선형 피드백 루프를 닫습니다. 이 경우 두 번째 증폭기는 출력 전류를 초과하는 비교기 또는 논리적 경보 신호(과열, 단락 등), 원격 종료 등의 키로 사용할 수 있습니다. 비교기 입력은 ION에 연결되고 논리 신호는 두 번째 OR 경보 신호로 구성됩니다(더 나은 방법은 논리 AND 정상 상태 신호).

RC 주파수 종속 OS를 사용하는 경우 증폭기의 출력이 실제로 단일 종단(직렬 다이오드!)이므로 정전 용량을 위로 충전하고 아래로 방전하는 데 오랜 시간이 걸린다는 점을 기억해야 합니다. 이 출력의 전압은 0..+3.5V(제너레이터 스윙보다 약간 높음) 내에 있으며, 전압 계수는 급격히 떨어지고 출력의 약 4.5V에서 증폭기는 포화됩니다. 마찬가지로, 증폭기 출력 회로(피드백 루프)의 저항이 낮은 저항기는 피해야 합니다.

증폭기는 작동 주파수의 한 클록 주기 내에서 작동하도록 설계되지 않았습니다. 증폭기 내부의 신호 전파 지연이 400ns이므로 너무 느리고 트리거 제어 논리가 이를 허용하지 않습니다(측면 펄스가 출력에 나타남). 실제 PN 회로에서 OS 회로의 차단 주파수는 200-10000Hz 정도에서 선택됩니다.

트리거 및 출력 제어 로직 - 공급 전압이 7V 이상인 경우 발전기의 톱 전압이 제어 입력 DT보다 높을 경우, и 톱 전압이 오류 증폭기 중 하나보다 큰 경우(내장된 임계값 및 오프셋을 고려하여) 회로 출력이 활성화됩니다. 발전기가 최대값에서 0으로 재설정되면 출력이 꺼집니다. 파라위상 출력이 있는 트리거는 주파수를 절반으로 나눕니다. 입력 13(출력 모드)의 논리 1을 사용하면 트리거 위상이 OR로 결합되어 두 출력에 동시에 공급되고, 논리 XNUMX을 사용하면 각 출력에 개별적으로 위상이 공급됩니다.

출력 트랜지스터 - 열 보호 기능이 내장된 npn Darlington(단, 전류 보호 기능 없음). 따라서 컬렉터(일반적으로 포지티브 버스에 닫힘)와 이미터(부하에서) 사이의 최소 전압 강하는 1.5V(일반적으로 200mA에서)이며 공통 이미터가 있는 회로에서는 1.1보다 조금 더 좋습니다. V 전형적이다. 최대 출력 전류(개방형 트랜지스터 포함)는 500mA로 제한되며 전체 칩의 최대 전력은 1W입니다.

2. 적용특징

MIS 트랜지스터의 게이트 작업. 출력 리피터

일반적으로 MIS 트랜지스터의 게이트인 용량성 부하에서 작동할 때 TL494 출력 트랜지스터는 이미터 팔로워에 의해 켜집니다. 평균 전류가 200mA로 제한되면 회로는 게이트를 빠르게 충전할 수 있지만 트랜지스터가 꺼진 상태에서는 방전이 불가능합니다. 접지된 저항을 사용하여 게이트를 방전하는 것도 만족스럽지 못할 정도로 느립니다. 결국 게이트 커패시턴스 양단의 전압은 기하급수적으로 떨어지며, 트랜지스터를 끄려면 게이트를 10V에서 3V 이하로 방전해야 합니다. 저항기를 통과하는 방전 전류는 항상 트랜지스터를 통과하는 충전 전류보다 작습니다(그리고 저항기는 꽤 많이 가열되고 위로 올라갈 때 스위치 전류를 훔칩니다).

옵션 A. 외부 pnp 트랜지스터를 통한 방전 회로(Shikhman 웹사이트에서 차용 - "Jensen 증폭기 전원 공급 장치" 참조). 게이트를 충전하면 다이오드에 흐르는 전류에 의해 외부 PNP 트랜지스터가 꺼지고, IC 출력이 꺼지면 다이오드가 꺼지며 트랜지스터가 열리고 게이트가 접지로 방전됩니다. 마이너스 - 작은 부하 커패시턴스에서만 작동합니다(IC 출력 트랜지스터의 전류 예비에 의해 제한됨).

TL598(푸시풀 출력 포함)을 사용하는 경우 낮은 비트 측 기능이 이미 칩에 내장되어 있습니다. 이 경우 옵션 A는 실용적이지 않습니다.

옵션 B. 독립적인 보완 리피터. 주 전류 부하는 외부 트랜지스터에 의해 처리되므로 부하의 용량(충전 전류)은 사실상 무제한입니다. 트랜지스터 및 다이오드 - 포화 전압 및 Ck가 낮고 예비 전류가 충분한(펄스당 1A 이상) 모든 HF. 예를 들어 KT644+646, KT972+973입니다. 중계기의 "접지"는 전원 스위치 소스 바로 옆에 납땜되어야 합니다. 리피터 트랜지스터의 컬렉터는 세라믹 커패시턴스로 바이패스되어야 합니다(다이어그램에는 표시되지 않음).

선택할 회로는 주로 부하의 특성(게이트 커패시턴스 또는 스위칭 전하), 작동 주파수 및 펄스 에지에 대한 시간 요구 사항에 따라 달라집니다. 그리고 대부분의 열 손실이 소산되는 것은 MIS 스위치의 과도 프로세스 동안이므로 이들(전면)은 최대한 빨라야 합니다. 문제에 대한 완전한 분석을 위해 International Rectifier 컬렉션의 출판물을 참조하는 것이 좋지만 예를 들어 보겠습니다.

강력한 트랜지스터인 IRFI1010N은 게이트 Qg = 130nC의 기준 총 전하를 갖습니다. 이는 트랜지스터가 매우 낮은 채널 저항(12mOhm)을 보장하기 위해 매우 큰 채널 영역을 갖기 때문에 결코 작은 일이 아닙니다. 이는 모든 밀리옴이 중요한 12V 변환기에 필요한 키입니다. 채널이 열리도록 하려면 게이트에 접지에 비해 Vg=+6V가 제공되어야 하며 총 게이트 전하는 Qg(Vg)=60nC입니다. 10V로 충전된 게이트를 안정적으로 방전하려면 Qg(Vg)=90nC를 용해시켜야 합니다.

100kHz의 클록 주파수와 80%의 총 듀티 사이클에서 각 암은 4μs 개방 - 6μs 폐쇄 모드에서 작동합니다. 각 펄스 전면의 지속 시간은 개방 상태의 3%를 넘지 않아야 한다고 가정합니다. tf=120ns. 그렇지 않으면 키의 열 손실이 급격히 증가합니다. 따라서 최소 허용 평균 충전 전류 Ig+ = 60nC/120ns = 0.5A, 방전 전류 Ig- = 90nC/120ns = 0.75A입니다. 그리고 이것은 게이트 커패시턴스의 비선형 동작을 고려하지 않은 것입니다!

필요한 전류를 TL494의 제한 전류와 비교하면 내장 트랜지스터가 제한 전류에서 작동하고 게이트의 적시 충전에 대처하지 못할 가능성이 높으므로 선택이 이루어집니다. 보완 추종자. 더 낮은 작동 주파수 또는 더 작은 스위치 게이트 커패시턴스에서는 스파크 갭 옵션도 가능합니다.

2. 전류 보호, 소프트 스타트, 듀티 사이클 제한 구현

일반적으로 부하 회로의 직렬 저항은 전류 센서 역할을 하도록 요청됩니다. 그러나 컨버터 출력에서 ​​귀중한 볼트와 와트를 훔치고 부하 회로만 모니터링하며 기본 회로의 단락을 감지할 수 없습니다. 해결책은 XNUMX차 회로의 유도 전류 센서입니다.

센서 자체(변류기)는 소형 토로이달 코일입니다(내부 직경은 센서 권선 외에도 주 전원 변압기의 3차 권선 와이어를 자유롭게 통과해야 함). 우리는 토러스를 통해 변압기의 10차 권선 와이어를 통과시킵니다(그러나 소스의 "접지" 와이어는 아님!). 우리는 검출기의 상승 시간 상수를 클록 주파수의 약 10~2주기로 설정하고 감쇠 시간은 광커플러의 응답 전류(10~1.2의 전압 강하에서 약 1.6~XNUMXmA)를 기준으로 XNUMX배 더 설정했습니다. V).

다이어그램 오른쪽에는 TL494에 대한 두 가지 일반적인 솔루션이 있습니다. Rdt1-Rdt2 분배기는 최대 듀티 사이클(최소 휴지 단계)을 설정합니다. 예를 들어 출력 1에서 Rdt4.7=2kOhm, Rdt47=4kOhm인 경우 정전압은 Udt=450mV이며 이는 휴지 위상 18..22%에 해당합니다(IC 시리즈 및 작동 주파수에 따라 다름).

전원을 켜면 Css가 방전되고 DT 입력의 전위는 Vref(+5V)와 같습니다. Css는 Rss(일명 Rdt2)를 통해 충전되어 잠재적인 DT를 분배기에 의해 제한되는 하한선까지 원활하게 낮춥니다. 이것이 "소프트 스타트"입니다. Css = 47μF 및 표시된 저항을 사용하면 스위치를 켠 후 0.1초 후에 회로 출력이 열리고 0.3~0.5초 내에 작동 듀티 사이클에 도달합니다.

회로에는 Rdt1, Rdt2, Css 외에도 광 커플러의 누설 전류 (고온에서 10μA 이하, 실온에서 약 0.1-1μA)와 IC의 기본 전류라는 두 가지 누출이 있습니다. DT 입력에서 흐르는 입력 트랜지스터. 이러한 전류가 분배기의 정확도에 큰 영향을 미치지 않도록 Rdt2=Rss는 5kOhm 이하, Rdt1 - 100kOhm 이하로 선택됩니다.

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