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라디오 전자 및 전기 공학의 백과사전 아날로그 무선 요소의 PSpice 모델 연구. 무선 전자 및 전기 공학 백과사전
무선 전자 및 전기 공학 백과사전 / 마이크로 컨트롤러 그의 기사에서("시뮬레이션 프로그램용 PSpice 모델"에서 "Radio" No. 5-8, 2000) 저자는 PSpice 언어를 기반으로 하는 모델링 프로그램을 위한 아날로그 구성 요소의 모델을 구성하는 규칙에 대해 말했습니다. 제안된 기사는 이 주제를 계속합니다. PSpice 모델을 연구하는 방법에 전념합니다. 이를 위한 구성요소 모델 구축 방법 및 구성요소의 신뢰할 수 있는 모델을 사용해야 적절한 시뮬레이션 결과를 얻을 수 있기 때문에 이는 매우 중요합니다. 조만간 모든 무선 아마추어는 결론에 도달합니다. 장치 제조 중에 보드에 무선 요소를 설치하기 전에 먼저 서비스 가능성을 확인해야 합니다. 이렇게 하면 나중에 전원을 켠 후 장치가 고장나거나 작동 불능의 원인을 오랫동안 검색하지 않아도 되는 상황을 방지할 수 있습니다. 이를 위해 산업 기업은 무선 요소의 부분적 또는 전체 수신 제어를 구성합니다. 이는 높은 자격을 갖춘 고임금 장비 조정자로 구성된 대규모 직원을 유지하는 것보다 훨씬 쉽습니다. 전자 회로를 모델링할 때 접근 방식은 유사해야 합니다. 검증되지 않은 모델을 사용하면 현실과 무관한 그래프를 보면서 시간을 낭비하게 됩니다. 이 경우 장치의 상태나 작동 불능에 대해 잘못된 결론을 내리고 잘못된 결정을 내릴 수 있습니다. 따라서 여기서도 입력 제어를 정리해야 합니다. 앞으로는 시간을 절약하고 시뮬레이션 결과의 신뢰성을 높이는 데 도움이 될 것입니다. 개인 라이브러리를 보충하기 위한 소스는 사용된 시뮬레이션 소프트웨어 패키지의 라이브러리에 포함된 모델일 수 있습니다. 호환 가능한 다른 시뮬레이션 프로그램 라이브러리에서 가져온 모델입니다. 이 모델은 인터넷에서 시뮬레이션 프로그램 개발자 회사 및 제조업체의 웹 사이트에 풍부하게 제공됩니다. 인쇄 출판물에 게재된 전자 부품 및 자체 개발 모델. 동시에 품질에 대해서만 추측할 수 있습니다. 이러한 모델을 사용하기 전에 테스트하는 것이 바람직합니다. 이 접근법을 사용하면 얻은 결과에 대한 확신이 있습니다. 무엇이 될 수 있고 무엇이 될 수 없는지 분명해졌습니다. 제안된 기사에서는 개별 아날로그 무선 요소의 모델을 테스트하는 몇 가지 방법을 설명하고 PSpice 형식의 모델링 작업에 대한 측정 방식과 텍스트를 제공합니다. 작업은 무선 요소의 특정 모델에 대해 구성되며 해당 테스트는 기사에 설명되어 있습니다. 다른 요소를 테스트하려면 프로그램을 개선해야 합니다. 어렵지 않습니다. 일반적으로 모든 개선 사항은 전류, 전압, 분석 시간 변경, 부하 선택, 직류에 대한 구성 요소 모델의 필수 모드 설정에 대한 제한 변경으로 귀결됩니다. 창의력을 발휘한다면 일부 테스트를 사용하여 복잡한 매크로 모델을 포함한 다른 모델에 대한 새로운 테스트를 개발할 수 있습니다. 다이오드 회복 측정 다이오드 모델의 동적 특성을 평가하려면 역회복 시간을 측정해야 합니다. 정류기 다이오드 KD212A 모델의 예를 사용하여 이를 수행해 보겠습니다. 실제 다이오드에 인가되는 전압의 극성을 정방향에서 역방향으로 변경한 후 즉시 닫히지 않고 약간의 지연이 있는 것으로 알려져 있습니다. 이 경우 다이오드를 통해 한동안 반대 방향으로 큰 전류가 흐를 수 있습니다. 참고서 [212]에 따르면 KD1A의 경우 역회복 시간은 Uobr=200V, Ir=2A, 300ns 이하에서 보장됩니다. 이제 이 다이오드의 모델을 확인해 보겠습니다. KD212A 다이오드의 매개 변수가 참고서에 나와 있는 것과 가까운 측정 조건을 만들어 보겠습니다. 이를 위해 저항이 1Ω인 저항을 통해 진폭이 1V인 다극 전압 펄스를 다이오드 모델(그림 200, 표 100)에 적용해 보겠습니다.
시뮬레이션 프로세스를 시작하고 다이오드 전류가 어떻게 변하는지 살펴보겠습니다(그림 2).
실제로 그래프에서 반대 방향으로 전류의 특징적인 서지가 있습니다. 그 기간은 역 회복 시간입니다. 다이오드가 켜질 때 전류 피크는 장벽 용량의 재충전으로 설명됩니다. 모델 다이오드 전류는 암페어 단위로 측정되고 전압은 수백 볼트 단위로 측정됩니다. 하나의 그래프에 두 개의 곡선(전류 및 전압)을 작성하려면 그래픽 프로세서를 사용하여 전압을 100으로 나누어야 합니다. 그래프에서 역회복 시간은 약 33ns임을 알 수 있습니다. 결과는 현실과 일치하지만 역 복구 시간은 여권 300ns보다 훨씬 짧습니다. 여기에서는 일반적으로 국내 참고서의 정보를 사용하여 모델을 만드는 문제가 분명하게 드러납니다. 일반적으로 "더 이상" 또는 "더 이상"으로 설정된 모든 매개변수는 수학적 모델을 구축하는 데 사용할 수 없습니다. 이는 주로 안전하게 플레이하려는 개발자의 욕구를 반영하기 때문입니다. 따라서 제조업체가 만든 모델을 사용하거나 일종의 독립적인 측정을 수행하는 것이 좋습니다. 예를 들어 정류기에서 이 다이오드를 사용하는 경우 이러한 서지가 있으면 스위칭 노이즈가 증가합니다. 이것은 일반적으로 션트 커패시터를 다이오드와 병렬로 연결하여 처리됩니다(그림 3).
그것이 무엇을 제공하는지 봅시다(그림 4).
상황이 변하고 있음을 알 수 있지만 급격하지는 않습니다. 분명히 직접 상태로 전환할 때의 실패는 커패시터 C1의 재충전과 관련이 있습니다. 모델링 작업(표 2)은 두 개가 차례로 포함되어 구성됩니다.
두 번째 작업은 다이오드와 병렬로 연결된 커패시터 C1이 추가된 첫 번째 작업의 복사본입니다. 계산 후 모든 그래프가 동시에 표시되므로 이렇게 하는 것이 편리합니다. VARICAP 모델의 볼트-패러드 특성 다이오드의 또 다른 중요한 특성은 반대 방향으로 인가된 전압에 대한 p-n 접합의 커패시턴스의 의존성입니다. 바리캡과 같은 장치의 경우 이는 주요 의존성입니다. 2V104A 바리캡 모델의 커패시턴스-전압 특성을 구축해 보겠습니다. 다이오드 모델(그림 5)에 반대 방향으로 적용된 진폭 10V에서 50V/μs의 비율로 선형적으로 증가하는 전압을 적용해 보겠습니다. 이 경우 p-n 접합이 닫히고 매우 큰 역 저항으로 인해 다이오드를 통과하는 전류는 실제로 순전히 용량 성이며 방정식 ld \u10d CdV'(t)에 의해 결정됩니다. 여기서 V' (t)는 전압 증가율(107V /μs=XNUMXV/s)입니다.
Сd에 대해 이 방정식을 풀면 Сd=Id/V'(t)가 됩니다. 여기에서 다이오드의 커패시턴스에 대한 공식을 얻습니다. Cd \u107d Id / XNUMX. 또는 마지막으로 치수 Sd(pF) \u0,1d XNUMX Id(μA)를 고려합니다. 시뮬레이션 작업을 구성하고 실행한 다음(표 3) 다이오드 전류가 시간에 따라 어떻게 변하는지 살펴보겠습니다(그림 6).
전류는 매우 작으며 전압과 동시에 이를 보려면 해당 값에 GPU에 1000을 곱해야 합니다. 시간에 따른인가 전압의 의존성은 선형이므로 X 축의 시간은 소스 V1의 전압입니다. 그런 다음 전류 값을 10으로 나눕니다. 결과적으로 다이오드의 커패시턴스 - 전압 특성을 얻습니다 (그림 7). 여기서 축을 따라 마이크로 암페어 단위의 전류 값은 수치 적으로 피코패럿 단위의 다이오드.
핸드북 [1]에서는 4V의 역전압에서 바리캡의 커패시턴스가 90~120pF 범위에 있음을 나타냅니다. 모델 그래프에 따르면 108pF를 얻습니다. 그리고 이는 이 매개변수에서 연구 중인 모델이 실제 바리캡의 속성과 일치함을 시사합니다. 양극성 트랜지스터 모델의 포화 특성 비접촉식 스위치를 설계할 때 트랜지스터의 포화 모드 특성을 아는 것이 중요합니다. 이러한 매개변수는 펄스 변환기 및 부하 스위칭 장치에서 스위칭 트랜지스터를 선택하는 데 결정적입니다. 이러한 장치는 높은 효율을 갖습니다. 스위칭 트랜지스터는 완전 개방 또는 완전 폐쇄 상태에 있어야 하며 한 상태에서 다른 상태로 가능한 한 빨리 전환해야 합니다. 완전히 열린 상태에서는 트랜지스터가 포화되어야 합니다. 소비되는 전력은 콜렉터 전류와 주어진 콜렉터 전류에서 콜렉터-이미터 섹션의 포화 전압과 트랜지스터를 포화 상태로 유지하는 데 필요한 베이스 전류에 의해 결정되는 일부 추가 전력의 곱에 의해 결정됩니다. . 이는 기본 포화 전압과 기본 전류의 곱과 같습니다. 때로는 트랜지스터를 구동하는 데 소비되는 추가 전력이 상당히 중요합니다. 이는 바이폴라 트랜지스터의 중요한 단점입니다. 참고 서적에서는 포화 전압이 모호하게 해석됩니다. 일반적으로 특정 베이스 및 콜렉터 전류에서 표시되거나 고정 콜렉터 전류에서 베이스 전류의 포화 전압(Ukenas 및 Ubenas) 그래프가 플롯되거나 콜렉터 전류에 대한 Ukenas 및 Ubenas의 의존성이 포화로 플롯됩니다. 저전력 트랜지스터의 경우 Knas=10 계수(강력한 트랜지스터의 경우 - Knas= 2). 펄스형 838차 전원 공급 장치에 널리 사용되는 강력한 바이폴라 트랜지스터 KT2A 모델의 기본 전류에 대한 콜렉터-이미터 및 베이스-이미터의 포화 전압 의존성을 구축해 보겠습니다. 그 매개변수는 품질 지표에 크게 좌우됩니다. 스위칭 트랜지스터의. 참조 [4,5]에는 해당 매개변수가 나열되어 있습니다. Ubenas(Ik=2A, Ib=1,5A) - 4,5V 이하; Ukenas(Ik=2A, Ib=25A, T=+1,5°C에서) - 4,5V 이하, Ukenas (Ik = 2A, Ib = 45A, T = -100°C 및 T = + 5°C) - XNUMXV 이하 측정 방식(그림 8, 표 4)을 사용하여 이러한 종속성을 계산합니다.
얻은 결과(그림 9)는 참고 데이터와 모순되지 않습니다. 분명히 베이스 전류가 감소함에 따라 콜렉터-에미터 전압이 급격히 증가하는 것은 포화 모드에서 트랜지스터가 빠져나가기 때문입니다.
이제 강력한 바이폴라 트랜지스터 KT838A 및 최신 KT8121A2 모델의 콜렉터-이미터 및 베이스-이미터의 포화 전압이 2와 같은 고정 포화 계수에서 콜렉터 전류에 대한 의존성을 구축해 보겠습니다. KT838A 트랜지스터 핸드북 [8121]에는 아쉽게도 그런 특성이 없지만 KT2AXNUMX에는 있습니다. 이 표시기로 트랜지스터 모델을 비교해 보겠습니다. 측정 회로(그림 10)를 사용하여 베이스 전류에 대한 콜렉터 전류의 비율을 1로 구하고, 이를 위해 전달 계수가 0,5인 전류 FXNUMX에 의해 제어되는 종속 전류원을 사용합니다.
제어는 전압이 1인 전압 소스 V1을 통과하는 전류입니다(이것은 PSpice의 요구 사항입니다). 소스 전류 I0,1을 10~0,05A 범위(따라서 베이스 전류는 5~XNUMXA)로 변경하여 트랜지스터의 베이스 및 컬렉터 전압이 어떻게 변하는지 계산합니다. 이를 위해 .DC 지시문의 기능을 사용해 보겠습니다. 모델링 작업(표 5)은 KT838A 및 KT8121A2 트랜지스터에 대해 차례로 직렬로 연결된 11개로 구성됩니다. 이 경우 두 장치의 특성이 한 화면에 동시에 나타납니다(그림 XNUMX).
KT8121A2 트랜지스터는 KT838A보다 포화 모드에서 더 나은 특성을 갖는 것을 그래프에서 볼 수 있습니다. 컬렉터 전류가 4,5A일 때 KT838A 컬렉터-이미터의 포화 전압은 약 2,1V이고 KT8121A2는 약 0,5V입니다. 따라서 KT8121A2 트랜지스터를 사용하여 강력한 스위치를 만드는 것이 좋습니다. 그것에 소진. 강력한 필드 트랜지스터 모델의 볼트-암페어 특성 국내 및 수입 트랜지스터의 유사품 표는 다양한 인쇄물과 인터넷에 풍부하게 제공됩니다. 아주 분명한 질문이 생깁니다. 국내 트랜지스터의 이름을 지정하여 아날로그 모델을 사용할 수 있습니까? 테이블에. 그림 6은 가져온 강력한 전계 효과 트랜지스터의 아날로그를 보여줍니다. 이 표는 OrCAD-9.2 라이브러리에서 많은 유사 모델을 찾을 수 있기 때문에 유용합니다. 이러한 트랜지스터는 주로 텔레비전, VCR, 모니터의 스위칭 전원 공급 장치에 사용됩니다.
저자는 BUZ805 트랜지스터가 SONY KV-E2541 TV의 전원 공급 장치에 실패했기 때문에 KP90A 트랜지스터에 관심이 있었습니다. KP805A의 주요 매개변수를 적어도 대략적으로 표에서 가져온 아날로그 모델의 특성과 비교해 보겠습니다. MTP6N60E 트랜지스터 모델은 tntusoft 웹사이트에서, BUZ90 트랜지스터 모델은 siemens.lib 라이브러리에서, IRFBC40 트랜지스터 모델은 pwmos.lib 라이브러리에서 찾았습니다. 트랜지스터가 표에 아날로그로 표시되어 있음에도 불구하고 해당 모델은 매우 다르게 보입니다. MTP6N60E 및 BUZ90 트랜지스터 모델은 매우 복잡한 매크로 모델(그림 12, 그림 13)로 표현되며 IRFBC40 트랜지스터 모델은 내장 모델을 기반으로 구축된 가장 간단한 모델입니다. 동시에 이것이 매개변수에 어떤 영향을 미치는지 살펴보겠습니다.
먼저, 공통 소스 회로에 따라 연결된 이들 트랜지스터 모델의 출력 전류-전압 특성 계열을 구축해 보겠습니다(그림 14).
전계 효과 트랜지스터의 출력 특성은 고정된 게이트 전압에서 드레인 전압에 대한 드레인 전류의 의존성입니다. 일련의 출력 특성은 게이트 전압의 여러 값에 대한 그래프를 그려서 형성됩니다. 모델링을 위한 작업(표 7)을 생성하고 실행해 보겠습니다. 게이트 전압이 변화함에 따라 곡선은 특성적으로 변화하여(그림 15 - 17) 일련의 출력 매개변수를 형성합니다.
다른 트랜지스터의 특성을 플롯하려면 트랜지스터 모델의 연결선에 있는 프로그램에서 "*"(별표) 기호를 조작해야 합니다. 종속성을 비교하면 MTP6N60E 트랜지스터 모델은 증폭률이 더 낮고(최소 600배) 선언된 전압 Uc 및 최대=40V에서 전기적 항복 현상을 반영하는 반면 IRFBC6 트랜지스터 모델에서는 전기적 항복 현상이 보이지 않는다. 전기적 고장 현상을 고려한다는 점에서 첫 번째 모델이 현실에 더 가깝습니다. 그러나 이러한 트랜지스터의 모델이 유사한 특성을 제공한다고 말하기에는 너무 이르다. 유일한 공통점은 선언된 전류 Ic = 3A 및 전압 U10i = 6V에서 드레인-소스 전압이 거의 동일하여 MTP60N5,6E의 경우 약 40V, IRFBC5,8의 경우 약 XNUMXV라는 것입니다. siemens.lib 라이브러리의 BUZ90 트랜지스터 모델은 그다지 성공적이지 않은 것으로 보이며 일반적으로 드레인 전압이 최대 100V까지만 변경될 때 계산됩니다. 간격을 120V 이상으로 확장하면 정상적인 출력 특성을 얻을 수 없습니다(그림 17). XNUMX) 계산 과정이 시간에 비해 매우 오래 걸립니다. 그리고 이는 모델이 OrCAD 배포판과 함께 제공되는 독점 siemens.lib 라이브러리에 포함되어 있다는 사실에도 불구하고 발생합니다. 향후 이러한 모델을 사용하면 결과를 얻는 데 문제가 발생할 수 있습니다. 브랜드 라이브러리를 믿는 것이 관례이므로 시뮬레이션된 장치의 동작을 설명하는 것은 쉽지 않습니다. 이는 신뢰할 수 있는 출처에서 나온 모델이라도 사용하기 전에 테스트를 거쳐야 한다는 결론을 제시합니다. 이제 MTP6N60E, IRFBC40, BUZ90 트랜지스터의 과도 특성을 구축해 보겠습니다. 측정 방식은 그림에 나와 있습니다. 14 및 모델링 작업-표. 8.
이러한 종속성을 구별하고 기울기 변화에 대한 그래프를 얻습니다(그림 18 - 20).
2A 전류에서는 S(MTP6N60E)=3000mA/V입니다. S(IRFBC40)=2040mA/V; S(BUZ90)=2050mA/V. 핸드북 [2]에 따르면 KP805A의 특성 기울기는 2500mA/V입니다. 값은 가까운 것 같습니다. 하지만 그것은 한 지점에만 해당됩니다! 이것으로부터 어떤 결론을 이끌어낼 수 있습니까? MTP6N60E, IRFBC40, BUZ90 트랜지스터 모델의 전류-전압 특성으로 판단하면 이들이 동일한 장치라고 가정하기 어렵습니다. 그러나 장비 수리 중 교체의 실제 경험은 스위칭 전원 공급 장치의 호환성을 확인합니다. 아날로그 모델을 국내 KP805A 트랜지스터 모델로 사용하는 경우 전류-전압 특성에 상당한 차이가 있기 때문에 직접 수행할 수 없습니다. MTP6N60E 및 IRFBC40 트랜지스터 모델은 효율적인 것으로 입증되었으며 일반적으로 일부 일반적인 고전력 MOS 트랜지스터의 특성을 반영하며 시뮬레이션에 적합합니다. 국내 전계 효과 트랜지스터 모델을 만들기위한 프로토 타입으로 미래에 사용할 수있는 것은 가장 성공적인 모델 인 모델입니다. 가장 간단한 방법은 신뢰할 수 있는 참조에서 실제 장치의 특성과 후속 테스트 및 비교를 통해 모델 매개변수를 선택하는 것입니다. 간단한 KP805A 모델(IRFBC40 모델을 프로토타입으로 사용)은 OrCAD 패키지의 일부인 PART MODEL EDITER 프로그램을 사용하여 만들 수 있습니다. 그리고 다이오드를 연결하여 전기적 고장을 고려하면 완전히 "실행 가능한"모델을 얻을 수 있습니다. 게이트 전압에 대한 전계 트랜지스터 모델의 채널 저항의 의존성 이전 예와 유사하게 KP312A 트랜지스터의 출력 전류-전압 특성을 구성합니다 (그림 21, 표 9). 전계 효과 트랜지스터는 낮은 드레인 전압 |Usi |<|Usu us |에서 2에 대해 매우 대칭인 제어된 저항 영역을 갖는다는 것을 그래프에서 볼 수 있습니다. /XNUMX.
FET 채널은 거의 선형 저항처럼 동작하며 저항은 게이트 전압에 따라 달라집니다. 드레인 전압의 극성이 바뀌어도 저항의 선형성은 침해되지 않습니다. 따라서 전계 효과 트랜지스터에서는 직류 및 교류로 작동하는 가변 전기 제어 저항을 구현하는 것이 가능합니다. 이 흥미로운 속성은 다양한 자동 제어 시스템에 자주 사용됩니다. 그러나 제어 p-n 접합이 있는 전계 효과 트랜지스터의 경우 조건 |Uzi|<|Usi|+0,5V가 충족되어야 하며 그렇지 않으면 역방향 드레인 전압에 노출될 때 제어 p-n 접합 섹션이 충족되어야 한다는 점을 기억해야 합니다. 드레인 근처가 너무 개방되어 드레인 회로에서 상당한 게이트 순방향 전류가 흐르고 저항의 선형성이 파괴됩니다. 0,5V를 초과하지 않는 실리콘 pn 접합의 순방향 전압은 상당한 순방향 전류를 생성하지 않습니다. 이와 관련하여 게이트 전압에 대한 트랜지스터 채널 저항의 의존성이 중요합니다. 그것을 구축해 봅시다. 이러한 실험의 특징은 전계 효과 트랜지스터 채널의 저항 그래프를 PSpice 그래픽 포스트 프로세서의 화면에 직접 표시하는 것은 불가능하지만 전기적으로 등가물을 얻을 수 있다는 것입니다. 드레인 전압을 드레인 전류 RDS=UD(J2)/ID(J2)로 나누어 저항을 구합니다. 이 방법은 보편적이며 매크로 모델을 포함한 다른 모델의 저항을 측정하는 데 사용할 수 있습니다. 따라서 A/V 기능과 전류-전압 변환기를 갖춘 전압 분배기가 필요합니다. 이제 측정 방식을 작성해 보겠습니다(그림 22). 전류 H1(INUT)에 의해 제어되는 전압원을 기반으로 만들어진 전류-전압 변환기는 측정 입력에 의해 전계 효과 트랜지스터의 드레인 회로에 연결된 제로 전압 소스에 병렬로 연결됩니다. . 이는 전류를 측정할 때 PSpice의 요구 사항입니다. 게이트 전압(전압 소스 V1)을 변경하고 드레인 전압(전압 소스 V3)의 다른 값을 설정하여 KP312A 전계 효과 트랜지스터(전압 분배기 출력 A/B)의 해당 채널 저항 특성 계열을 얻습니다. .
모델링 작업을 컴파일할 때(표 10) 분할기(그림 23)를 별도의 매크로모델 .SUBCKT DIVIDE A B A/B로 설계해 보겠습니다. 여기서 A와 B는 분할기의 입력입니다. A/B는 출력입니다. 이를 통해 향후 다양한 실험에서 구분선을 재사용할 수 있습니다.
.TRAN 지시문에 따라 과도 분석 모드에서 저항을 측정합니다. 이 경우 소스 V1의 전압은 시간에 비례하여 증가하고 그에 따라 트랜지스터의 드레인 전류도 증가합니다. 지침 .STEP V3 LIST -0.5 0.5 1 1.5 2에 따른 드레인 전압은 제어 저항 영역에서 지정된 목록에 따라 변경됩니다(그림 21 참조). 분배기의 입력 A에 드레인 전압을 적용하고, 드레인 전류에 비례하는 INUT 출력의 전압을 입력 B에 적용합니다. 분배기의 출력에서 전계 효과의 저항에 비례하는 전압을 얻습니다. 트랜지스터 채널. 이 경우 볼트 단위의 전압은 옴 단위의 저항에 해당하고 킬로볼트 단위는 킬로옴 단위의 저항에 해당합니다. 시뮬레이션 작업을 실행하여 필요한 특성군을 얻습니다(그림 24).
그래프에서 게이트 전압이 컷오프 전압(이 모델의 경우 -5V)에 가까워짐에 따라 채널 저항이 증가하는 것을 볼 수 있습니다. 트랜지스터가 꺼지기 때문에 이는 이해할 수 있습니다. 0~-1,5V 범위에서는 상대적으로 선형적인 저항 변화 영역을 구분할 수 있습니다. 드레인 전압은 채널 저항에도 영향을 미치며, 드레인 전압이 증가하면 증가합니다. 이는 전계 효과 트랜지스터의 이론적이고 실제적인 특성과 잘 일치합니다[3, 4]. 일부 참고 서적에서는 저항 그래프 대신 전도도 의존성이 제공됩니다. 분명히 분배기의 입력 A와 B를 바꾸면 전도도 그래프를 얻을 수 있습니다. 드레인 전류에 대한 현장 트랜지스터 모델의 채널 저항 의존성 이전 실험을 사용하여 전계 효과 트랜지스터 모델의 채널 저항이 드레인 전류에 미치는 영향을 플로팅합니다. 적절한 측정 방식을 그려보겠습니다(그림 25). 여기에서는 모든 것이 이전 경우와 동일하며 드레인 회로에 선형적으로 증가하는 전류 I1의 소스만 포함합니다.
저항 측정은 .TRAN 지침에 따라 과도 분석 모드에서 수행됩니다. 이 경우 전류원 I1의 전류는 시간에 비례하여 증가하고 그에 따라 전계 효과 트랜지스터의 드레인 전류도 증가합니다. 물론 드레인 전압도 변경됩니다. 분배기의 입력 A에 드레인 전압을 적용하고, 드레인 전류에 비례하는 INUT 출력의 전압을 입력 B에 적용합니다. 분배기의 출력에서 전계 효과의 저항에 비례하는 전압을 얻습니다. 트랜지스터 채널. 볼트 단위의 전압은 옴 단위의 저항에 해당하고, 킬로볼트 단위는 킬로옴 단위의 저항에 해당합니다. 시뮬레이션 작업(표 11)을 실행하여 곡선을 얻습니다(그림 26). 이는 원하는 결과입니다.
전계 효과 트랜지스터의 게이트에서 폐쇄 전압이 증가함에 따라 채널 저항이 당연히 증가한다는 것을 그래프에서 볼 수 있습니다. 동시에 0 ~ -0,5V의 게이트 전압 범위에서 실제로 드레인 전압에 의존하지 않으므로 이러한 조건에서 FET 채널은 선형 저항처럼 작동합니다. 필드 트랜지스터의 노이즈 특성 증폭 장치를 설계할 때, 증폭 후에는 좋은 신호 대 잡음비를 얻어야 하기 때문에 부품의 잡음 특성을 고려하는 것이 중요합니다. 능동 소자가 소음의 주요 원인인 것으로 알려져 있습니다. 소음이 가장 적은 능동 장치를 첫 번째 단계에 설치하면 증폭 장치의 소음이 작아집니다. 전계 효과 트랜지스터는 이러한 목적으로 자주 사용됩니다. 전계 효과 트랜지스터의 고유 노이즈는 조건에 따라 열, 초과 및 샷으로 나눌 수 있습니다. 열 잡음은 전하 캐리어의 혼란스러운 움직임으로 인해 발생하며 전류 및 전압 변동을 생성합니다. FET의 중간 작동 주파수에서는 이 잡음 소스가 주요 원인입니다. 과도한 노이즈(또는 1/f 노이즈)는 저주파 영역에서 지배적이며 그 강도는 주파수에 거의 반비례하여 증가합니다. 이 소음의 원인은 재료의 전기적 특성과 표면 상태의 임의적인 국지적 변화입니다. 이는 기술의 완성도와 원자재의 품질에 크게 좌우되지만 원칙적으로 완전히 배제할 수는 없습니다. 제어 p-n 접합이 있는 최신 전계 효과 트랜지스터의 경우 과도한 잡음은 100Hz 미만의 주파수에서만 열 잡음을 초과하며, MOS 트랜지스터의 경우 더 강렬하고 1 ~ 5MHz 미만의 주파수에서 눈에 띄게 나타나기 시작합니다. 샷 노이즈는 게이트 누설 전류에 의해 발생됩니다. 전계 효과 트랜지스터의 경우 상대적으로 작기 때문에 일반적으로 고려되지 않지만 고주파수에서는 게이트 커패시턴스가 중요한 역할을 시작하면 눈에 띄게 나타날 수 있습니다. 제어 pn 접합(일본 J2N3824 및 국내 KP312A)을 사용하여 전계 효과 트랜지스터 모델의 노이즈 특성을 비교하는 예를 들어 보겠습니다. 측정 회로(그림 27)에서 트랜지스터는 공통 소스에 연결되어 있으며 저항이 1kOhm인 부하에서 작동합니다.
.AC 및 .NOISE 지시문의 기능을 사용하여 모델링 작업(표 12)을 구성하고 이를 통해 출력 잡음 전압 Su out(f), V2/Hz의 스펙트럼 밀도를 계산합니다.
그래프(그림 28)에서 트랜지스터의 잡음 특성이 유사하다는 것을 알 수 있으므로 이러한 관점에서 KP312A 트랜지스터는 J2N3824를 완전히 대체합니다.
내부 노이즈 레벨을 계산할 때 출력 변수의 이름은 다음과 같은 표준 형식을 갖습니다.
프로브 프로그램에서는 내부 노이즈의 전압 및 전류 스펙트럼 밀도의 제곱근이 V(INOISE), I(INOISE), V(ONOISE)로 표시됩니다. 동일한 그래프에 두 곡선을 모두 그리려면 단순히 버퍼를 통해 복사하여 모델링 작업에 두 작업을 차례로 넣고 각 부분에 관심 모델의 이름을 대입하는 것이 가장 쉽습니다. BSIT의 출력 볼트-암페어 특성 MOSFET은 널리 사용되는 스위치에 이상적인 특성에 가깝습니다. 그러나 최신 전력 변환 장치에서는 스위치에 대한 요구 사항이 매우 엄격합니다. 고주파, 고전류에서 작동하고 경제적이어야 합니다. MOSFET의 주요 단점은 상대적으로 허용 가능한 드레인-소스 전압이 낮다는 것입니다. 또한 개방 트랜지스터의 저항은 이 전압의 제곱에 비례하여 증가합니다. 고전력 고전압 전계 효과 트랜지스터의 가장 좋은 예에서 정격 전류의 포화 전압은 각각 몇 볼트에 도달하여 더 많은 전력을 소비합니다. 이와 관련하여 바이폴라 트랜지스터는 필드 트랜지스터보다 훨씬 우수합니다. 물론 이러한 장치의 속성을 하나의 패키지에 결합하려는 아이디어가 생겼습니다. 결과적으로 IGBT(절연 게이트 바이폴라 트랜지스터 - 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터)라고 하는 MOS 제어 바이폴라 트랜지스터가 만들어졌습니다. 국내 문헌에서는 BSIT(바이폴라 정적으로 유도된 트랜지스터)라고 합니다. 구조적으로 LSIT는 저전압 MOSFET에 의해 제어되는 바이폴라 트랜지스터입니다(그림 29). 그 결과 전계 효과와 바이폴라 트랜지스터의 장점을 결합한 장치가 탄생했습니다. LSIT에는 입력 전류가 거의 없으며 최대 20~50kHz의 주파수까지 뛰어난 동적 특성을 갖습니다. 전계 효과 트랜지스터에서와 같이 손실은 전류의 제곱이 아닌 전류에 비례하여 증가합니다. LSIT 컬렉터의 최대 전압은 기술적 고장에 의해서만 제한됩니다.
오늘날 BSIT는 2000V 이상의 정격 전압으로 생산됩니다. 정격 전류에서 포화 전압은 2 ... 3 V를 초과하지 않습니다. 표에 나와 있습니다. 13은 일반적인 BLIT 트랜지스터의 전기적 특성을 보여 주며 비교를 위해 마지막 줄은 강력한 BUZ384 전계 효과 트랜지스터의 매개 변수를 보여줍니다.
양극성 정적으로 유도된 트랜지스터 APT30GT60 및 강력한 전계 효과 트랜지스터 BUZ384 모델의 출력 특성 제품군을 구축해 보겠습니다. 그림에. 도 30, 31은 측정 방식을 보여주고, 표에도 나와 있다. 14, 15에는 모델링 작업의 텍스트가 제공됩니다. 트랜지스터의 게이트 전압은 CVC 제품군을 구성하는 매개변수입니다. 4,5V 씩 6 ~ 0,5V 범위에서 변경되며 콜렉터 (및 그에 따른 드레인)의 전압은 0 ~ 50V 범위입니다.
결과적으로 APT30GT60 LSIT 모델(그림 32)과 BUZ384 전계 효과 트랜지스터 모델(그림 33)의 출력 특성을 얻었습니다.
그래프는 모델이 실제로 실제 장치의 특성을 반영하고 두 장치가 모두 스위칭 모드에서 작동할 때 전계 효과 트랜지스터에 비해 LSIT가 우수함을 보여줍니다. 따라서 10A의 전류에서 APT30GT60 LSIT의 포화 전압은 약 2,4V이고 BUZ384 전계 효과 트랜지스터의 경우 5,6V입니다. 값은 개방 상태에서 각각 약 2,3배 다릅니다. 10A의 전류에서 APT30GT60 트랜지스터는 2,3배 적은 전력을 소비합니다. BSIT의 스위칭 특성 종종 양극성 정적으로 유도된 트랜지스터가 스위칭 모드에서 작동하는 데 사용됩니다. 유도 부하에서 어떻게 작동하는지 확인해 보겠습니다(그림 34).
입력에 가파른 전면과 완만하게 감소하는 사다리꼴 펄스를 적용하겠습니다. 모델링 작업은 표에 나와 있습니다. 도 16에, 그 결과를 도 35에 나타내었다. XNUMX.
결과 그래프는 유도 부하에서 작동하는 트랜지스터를 전압 마진으로 선택해야 함을 다시 한 번 확인합니다. 부품의 마이크로파 모델 생성 전자 부품의 PSpice 모델은 크고 작은 신호에 대해 정적 및 동적, 저주파 및 고주파수로 나눌 수 있습니다. 이러한 분류를 통해 계산 비용이 다른 일련의 모델을 계층적으로 구성할 수 있으며 모델링 과정에서 한 모델에서 다른 모델로 전환할 수 있습니다. 분명히 이 시리즈에서 가장 정확하고 다재다능한 것은 대신호의 동적 고주파 모델입니다. 큰 신호의 동적 모델은 비선형 방정식으로 설명되며 계산 시간이 늘어납니다. PSpice에서 이러한 모델은 주로 DC 모드 계산 및 과도 현상 분석에 사용됩니다. 작은 신호에 대한 모델은 훨씬 간단합니다. 이는 선형 방정식으로 설명됩니다. 일반적으로 신호의 작은 증분을 적용할 때, 장치의 CVC가 작동점 근처에서 선형으로 간주될 때 계산에 사용됩니다. PSpice에서 이러한 모델은 주파수 영역 계산뿐만 아니라 작은 신호에서 직류에 대한 감도 및 전달 함수를 계산하는 데에도 사용됩니다. 수동 및 능동 구성 요소의 내장 PSpice 모델 - 동적 대신호 모델. 매우 높지 않은 주파수에 유효합니다. 그러나 라디오 아마추어는 오랫동안 마이크로파 범위를 마스터했기 때문에 더 높은 주파수에서 "작동"하는 개별 구성 요소의 모델, 즉 큰 신호의 고주파 동적 모델을 만드는 방법을 배우는 것은 매우 논리적입니다. 100MHz 이상의 주파수에서 계산을 수행하려면 다양한 기생 효과(리드 인덕턴스, 리드 간 커패시턴스 등)를 고려해야 합니다. 저항이 작은 개별 저항기의 경우 우선 리드의 인덕턴스를 고려해야 합니다. 첫 번째 근사에서는 Lv \u2d 4h[ In (0,75h / d) -1] 공식으로 계산할 수 있습니다. 여기서 h와 d는 각각 리드 길이와 직경(cm), Lv는 리드 인덕턴스(in)입니다. nH. 종종 계산 시 리드의 선형 인덕턴스가 대략 200nH/mm와 같다고 가정합니다. 10MHz 이상의 주파수에서 리드의 유도 리액턴스는 36Ω을 초과하며, 이는 저항기의 공칭 저항이 작은 경우 중요할 수 있습니다. 저항이 높은 저항의 경우 파라미터는 단자 간 정전 용량 St의 영향을 크게 받습니다. 이산 저항의 완전한 고주파수 모델이 그림 XNUMX에 나와 있습니다. XNUMX. 하이브리드 회로의 필름 저항기 및 고주파에서 집적 회로의 확산 저항기에서 기생 커패시턴스를 고려해야 합니다. 확산 저항이 p-n 접합으로 절연된 경우 이는 절연 접합의 비선형 커패시턴스입니다. 이 경우 고온에서는 전이의 역전류를 고려해야 할 수도 있습니다. 마지막으로 어떤 경우에는 전환이 열릴 수 있는 경우 전환의 정류 속성도 고려해야 합니다. 엄밀히 말하면 고주파수에서 저항은 분산된 RC 라인처럼 동작합니다. 그러나 긴 선의 다중 섹션 모델을 사용하는 것은 거의 권장되지 않습니다. 아주 좋음 - 집중된 U자형 모델(그림 37, 38). 여기서 C는 절연체의 총 커패시턴스입니다. 두 개의 하프 커패시터 커패시터로 나뉩니다. 다이오드 D1과 D2는 동일합니다. 그들 각각의 면적은 절연 pn 접합 면적의 절반과 같습니다. P - 기판 출력.
개별 커패시터의 고주파 모델에서는 손실 저항 r과 리드 인덕턴스 Le를 고려해야 하며 경우에 따라 커패시터가 타이밍 회로에 사용될 때 누설 저항 Ry도 고려해야 합니다(그림 39). 회로에서 커패시터는 일반적으로 역바이어스된 p-n 접합으로 구현됩니다. 이를 모델링할 때는 다이오드 모델을 사용해야 합니다. 개별 인덕터의 고주파수 모델에서는 권선 r의 활성 저항과 턴간 용량 C를 고려해야 합니다(그림 40).
내장형 트랜지스터 모델은 일반적으로 최대 30 ~ 100MHz의 주파수까지 유효합니다. 그림에. 도 41은 바이폴라 트랜지스터의 비선형 고주파 모델의 등가 회로를 도시한다. 여기서 C1-C3, R1-R3은 트랜지스터 단자 사이의 등가 커패시턴스와 누설 저항입니다. 이러한 요소는 트랜지스터가 하우징에 만들어진 경우에만 포함됩니다. LE0, LC0, LB0 - 각각 이미터, 컬렉터 및 베이스 출력의 등가 인덕턴스입니다. 이는 개별 저항기의 출력 인덕턴스를 계산하기 위한 위의 공식을 사용하여 계산됩니다.
수백 메가헤르츠의 주파수에서는 적어도 인덕턴스 LE0을 항상 고려해야 합니다. 왜냐하면 고전류에서는 트랜지스터의 이미터 저항이 거의 같거나 훨씬 낮기 때문입니다. 나노 헨리 장치를 구성하는 LE 및 LB는 이미터와 베이스를 외부 리드에 연결하는 내부 도체의 인덕턴스입니다. CCE 및 CCB - 각각 이미터와 베이스의 접촉 패드와 컬렉터 접촉 사이의 내부 정전 용량입니다. 고주파 효과를 고려한 등가 회로는 매크로 모델로 설계되어 기존 부품 모델 대신 사용됩니다. 나는 "Radio" No. 5-8 for, 2000의 "시뮬레이션 프로그램을 위한 Pspice 모델" 기사에 익숙한 독자라면 그러한 구성 요소의 매크로 모델 텍스트를 스스로 작성하는 것이 어렵지 않을 것이라고 믿습니다. 테이블에. 예를 들어, 그림 17은 약 68135GHz의 주파수까지 유효한 CEL의 마이크로파 트랜지스터 NE5의 매크로 모델을 보여줍니다.
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저자: O. Petrakov, 모스크바
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