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라디오 전자 및 전기 공학의 백과사전 스위치 커패시터의 전압 극성 변환기. 무선 전자 및 전기 공학 백과사전
무선 전자 및 전기 공학 백과사전 / 라디오 아마추어 디자이너 이 기사에서는 XNUMX개의 스위치 대신 XNUMX개의 스위치를 사용하는 스위치드 커패시터의 전압 극성 변환기의 회로 변형을 고려합니다. "Radio"에 게재된 기사 [1]에는 XNUMX개의 아날로그 스위치를 기반으로 구축된 이러한 변환기의 작동 원리가 자세히 설명되어 있습니다. 두 개의 스위치에 이러한 변환기를 구현할 수 있는 가능성은 다음과 같습니다.
두 개의 전자 스위치에서 변환기의 작동 원리는 그림의 다이어그램으로 설명됩니다. 1. 스위치 S1과 S2는 두 개의 역위상 신호에 의해 제어됩니다. 스위치 S1의 "접점"이 닫히고 S2가 열리면 커패시터 C1은 다이오드 VD2를 통해 전원에서 거의 Upit 레벨까지 충전됩니다 (개방 다이오드 VD2의 전압 강하 Upr.d는 무시합니다). ). 그런 다음 스위치 S1의 "접점"이 열리고 S2가 닫히면 커패시터 C1은 다이오드 VD2을 통해 커패시터 C1에 연결됩니다. 그 결과, 커패시터 C2로 방전된다. 커패시터 C2 양단의 전압은 다음과 같이 증가합니다.
여러 번 전환한 후에는 안정된 값 |-UBblx|에 도달합니다. ≒ Upit-2Upr.d, 직렬 방전 회로의 저항 rn 값을 무시하는 경우. 따라서 컨버터의 음극 측 출력 전압은 항상 양극 전압보다 작습니다. 스위치의 실제 회로가 그림에 나와 있습니다. 2. 변환기는 두 개의 아날로그 스위치 DA1.1, DA1.2에 조립됩니다. 반대 위상 제어 신호는 DE 스위치의 입력으로 공급됩니다. 스위치 DA1.1이 닫히면 커패시터 C1은 다이오드 VD1을 통해 충전되고, 스위치 DA1.1을 열고 DA1.2를 닫은 후 다이오드 VD2를 통해 커패시터 C2 등으로 방전됩니다. 동일한 조건에서 컨버터의 특성은 프로토타입의 특성과 거의 동일합니다. 견고한 부하 특성을 보장하려면 커패시터 C1 및 C2의 커패시턴스를 특정 방식으로 선택해야 합니다. 사실 부하의 음극 암은 커패시터 C2의 방전 전류에 의해 전원이 공급됩니다. 정상 상태에서 스위치 DA1.2가 열려 있고 커패시터 C2에 에너지 공급이 없는 단계에서 전압 -Uout의 감소는 허용된 가변 전압 구성 요소(리플 ΔU)의 진폭을 초과해서는 안 됩니다. 일반적으로 Uout의 1~2% 이하). 따라서 제어 신호의 듀티 사이클이 2이고 스위칭 주파수가 f인 경우 커패시터 C2의 커패시턴스 값은 다음 조건을 충족해야 합니다.
커패시터 C1의 커패시턴스 값은 스위치 DA1.2의 폐쇄 상태 단계에서 전압의 동시 증가와 함께 필요한 부하 전류를 제공할 뿐만 아니라 |-Uout| 이전 단계에서 손실된 ΔU에 의해 손실될 뿐만 아니라 다이오드 VD1 및 VD2의 개방 p-n 접합과 직렬 커패시터 C2 충전 회로의 활성 저항 rn에서 전압 손실을 보상합니다. 당연히, 커패시터 C1의 커패시턴스는 커패시터 C2의 커패시턴스보다 커야 합니다. 다이오드 VD1, VD2 및 직렬 저항 rn의 상대적인 손실 비율이 클수록 출력 또는 공급 전압이 낮아지므로 실제로 커패시터 C1의 커패시턴스를 커패시턴스의 2배 및 1,3배 이상 선택하는 것이 바람직합니다. 전압 Upit에서 커패시터 C2의 전압은 각각 5V 및 15V입니다. 저전력 저전압 쇼트키 다이오드는 특히 Uout 값이 낮은 경우 컨버터에 가장 적합합니다. 이는 아래에 설명된 다른 유형의 변환기에도 적용됩니다. 또한 Upit > 5...6 V에서는 시작 프로세스 초기에 스위치를 통해 전류 과부하가 발생할 위험이 있다는 점도 고려해야 합니다. 과부하를 감쇠하려면 추가 전류 제한 저항 R1을 커패시터 C1과 직렬로 연결해야 합니다(그림 2에서 점선으로 표시). 예를 들어 Upit = 15V이고 스위치를 통과하는 허용 전류는 20mA이고 닫힌 스위치의 저항은 100Ω인 경우 저항 R1의 값은 300 ~ 400Ω 범위에 있습니다. 이 경우 커패시터 C1의 커패시턴스를 1,5C2의 값으로 높여야 한다. 푸시풀 스테이지에 포함된 두 개의 상보형 트랜지스터를 스위치 S1 및 S2로 사용하면 컨버터의 전류 성능이 크게 향상될 수 있습니다(그림 3). 여기서 rn의 값은 매우 작으므로 그에 따른 손실은 무시할 수 있으며, 트랜지스터의 허용 전류는 아날로그 스위치의 허용 전류보다 훨씬 높습니다. 이 변환기의 트랜지스터는 역위상 하나의 공통 신호에 의해 제어됩니다. 이 신호 생성기가 TTL 또는 CMOS 미세 회로에 조립된 경우 일반적으로 이러한 미세 회로의 허용 가능한 높은 레벨 출력 전류(유출)가 상당히 크기 때문에 트랜지스터 VT1의 전류 성능을 완전히 사용할 수 없습니다. 저레벨 전류(유입)보다 작습니다. 그러나 pn-p 구조의 두 트랜지스터를 모두 사용하고 기본 회로에 위상이 180도 시프트된 두 개의 제어 펄스 시퀀스를 공급하면 이러한 단점을 쉽게 제거할 수 있습니다. 이 경우 동일한 저항을 갖는 두 개의 기본 전류 제한 저항이 필요합니다. 이 저항의 값은 전압 Upit, 최대 허용 콜렉터 전류(Ikmax) 및 베이스 h21e의 정적 전류 전달 계수를 고려하여 결정됩니다. 도 3의 경우, 제어 신호 발생기의 허용 유출 전류 값을 추가적으로 고려할 필요가 있다. 베이스 저항의 정확한 값은 트랜지스터의 전류 과부하 가능성(특히 시동 중)과 제어 신호 생성기(모든 모드에서)를 제거합니다. 이는 전류 제한 저항 R2을 도입하여 부하 특성을 악화시켜 과전류 보호를 달성하는 아날로그 스위치(그림 1 참조)에 조립된 컨버터와 비교할 때 트랜지스터 기반 컨버터의 장점입니다. 이제 두 p-n-p 트랜지스터를 통한 전류가 제한되면 최대 허용 부하 전류 lH max를 결정할 때 다음 트랜지스터를 통해 최대 전류로 작동할 수 있습니다.
또한 포화 모드에서 작동하는 스위칭 트랜지스터의 기능으로 인해 방전 회로의 손실을 무시하고 출력 전압을 보다 정확한 비율로 표현할 수 있습니다. |-Uout| = Upit - 2Upr.d. [3]의 구성표 중 하나에 따라 아날로그 타이머 KR1006VI1을 제어 펄스 생성기로 사용하는 경우 상보형 트랜지스터(그림 2)에서 변환기의 전류 성능을 크게 높일 수 있습니다. npn 트랜지스터의 이미터 팔로워를 사용하여 전류 제어 신호를 증폭할 수도 있습니다. 그러면 이 변환기의 부하 특성은 pnp 트랜지스터에 조립된 것과 동일하게 됩니다. 제 생각에 가장 흥미로운 점은 두 스위치의 기능을 수행하는 타이머 KR1006VI1(그림 4)에 변환기를 구축하는 옵션입니다. 타이머는 슈미트 트리거 회로 [2]에 따라 켜집니다. 타이머 출력 중 하나인 핀 3은 최대 100mA(펄스당 200mA)의 전류 유입 및 유출을 허용합니다. 타이머를 제어하려면 결합된 입력 R과 S에 적용되는 하나의 저전력 펄스 시퀀스가 필요합니다. 전류 제한 저항이 필요하지 않습니다.
두 개의 다이오드 극성을 컨버터에 도입함으로써 단 하나의 트랜지스터만으로 더욱 간단한 컨버터를 구축하는 것이 가능해졌습니다(그림 5). 여기서 프로토타입은 그림 1의 다이어그램에 따른 노드입니다. 그림 1에서 스위치 S1은 저항 R2으로 대체되고 S1는 트랜지스터 VTXNUMX로 대체됩니다. 트랜지스터가 닫히면 커패시터 C1은 저항 R1과 다이오드 VD1을 통해 충전되고, 트랜지스터가 열리자마자 이 커패시터는 다이오드 VD2를 통해 커패시터 C2로 방전됩니다. 단순성으로 인해 효율성이 낮기 때문에 현재 기능도 매우 미미합니다. 트랜지스터 VT1이 열리면 커패시터 C1의 방전 전류와 함께 Upit / R1과 동일하고 부하 전류보다 훨씬 큰 쓸모없는 전류도 전원에서 흐릅니다. 그러나 효율성이 중요한 요소 중 하나가 아닌 경우 이 컨버터는 최대 수 밀리암페어의 출력 전류를 갖는 저전력 전원 공급 장치에 사용할 수 있습니다. 고려되는 극성 변환기의 최적 작동 주파수에 대한 몇 마디. 위의 커패시턴스 C2 공식에서 주파수가 높을수록 필요한 출력 전류를 제공하는 데 필요한 커패시턴스가 낮아진다는 결론이 나옵니다. 여기서 제한 주파수는 주로 커패시터와 스위치와 같은 요소의 주파수 특성에 따라 결정됩니다. 그림의 구성에 따른 장치에 최적입니다. 상대적으로 큰 부하 전류 값을 얻을 수 있는 가능성을 기반으로 산화물 커패시터를 사용할 수 있는 3 및 4의 경우 주파수는 10 ~ 20kHz 내에서 고려해야 합니다. 그리고 아날로그 스위치의 덜 강력한 스위치 변환기에서는 소형 고주파 커패시터를 사용하여 주파수를 거의 100kHz까지 높일 수 있습니다. 두 개의 트랜지스터에 스위치가 있는 변환기의 주파수 상한은 켜짐 및 꺼짐 시간 값의 차이로 인해 필연적으로 관통 전류가 나타나고 동적 손실이 급격히 증가한다는 사실로 인해 제한됩니다. 빈도가 증가하면서. 따라서 주파수가 증가함에 따라 커패시터 C1 및 C2의 커패시턴스가 감소하고 비산화물 커패시터로의 전환이 항상 긍정적인 효과를 제공하는 것은 아닙니다. 그러나 적용된 스위치의 정격 전류 값까지 전류 성능을 높이는 데 가장 큰 장애물은 물론 충전 및 방전 회로의 직렬 저항 rn입니다. 이로 인해 스위치 자체가 허용하는 것보다 훨씬 낮은 전류 값에서 아날로그 스위치(특히 [1]과 같이 XNUMX개의 스위치가 있는 경우)의 컨버터 출력 전압이 급격히 떨어지는 것으로 생각됩니다. 이와 관련하여 그림의 회로의 변환기는 다음과 같습니다. 3과 4는 거의 XNUMX배 더 낮은 저항 rn에 비해 유리하게 비교됩니다. 결론적으로 제어 펄스의 듀티 사이클 Q가 1보다 큰 경우 커패시터 C2 및 C0,5의 계산된 커패시턴스 값은 XNUMXQ만큼 증가해야 합니다. 문학
저자: E. Muradkhanyan, 예레반, 아르메니아
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