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라디오 전자 및 전기 공학의 백과사전 석영 필터의 주파수 응답을 조정하기 위한 XNUMX채널 협대역 VCO. 무선 전자 및 전기 공학 백과사전
무선 전자 및 전기 공학 백과사전 / 라디오 아마추어 디자이너 석영 필터 또는 개별 석영 필터로 IF 경로를 확인하고 설정할 때 대부분의 무선 아마추어는 테스트 신호를 얻을 수 있는 위치에 문제가 있습니다. 수신기 믹서를 사용하여 매개변수를 간접적으로 측정하는 것이 항상 가능한 것은 아닙니다. 30 ~ 90MHz의 주파수 범위를 커버하는 비교적 저렴한 정밀 다기능 측정 생성기가 모두 있는 것은 아니며 기존 RF 생성기(GKCh 기능 포함)의 안정성으로 인해 석영 필터의 특성을 정확하게 측정하고 조정할 수 없습니다. . 그리고 대부분의 경우 그러한 장비를 사용할 수 없으며 이러한 작업에만 값 비싼 발전기를 구입하는 것은 비합리적입니다. 이 기사에서는 작은(수십 킬로헤르츠) 튜닝 범위, 2...90MHz의 중심 주파수, 50Ω의 출력 임피던스 및 100의 출력 신호를 갖는 300채널 전압 제어 발진기(VCO)에 대해 설명합니다. ...XNUMXmV 스윙. 이 장치는 GKCH 대신 주파수 응답 측정기의 일부로 작동하도록 설계되었으며 다른 톱니파 신호 발생기와 함께 작동할 수도 있습니다. VCO의 안정적인 작동을 위해 2 ~ 12MHz의 주파수에 대한 저렴하고 저렴한 세라믹 공진기와 추가 주파수 체배가 주파수 설정 요소로 사용되었습니다. 물론 최신 요소 기반을 사용하면 PLL(마이크로컨트롤러 및 적절한 소프트웨어 포함)이 있는 DDS 생성기 또는 생성기에서 동일한 문제를 해결할 수 있지만 이러한 장치의 복잡성은 테스트 대상 장비의 복잡성을 초과합니다. 따라서 목표는 인덕터를 제조하는 것이 아니라 사용 가능한 요소를 사용하여 간단한 발전기를 만들고 간단한 측정 장비를 사용하여 장치를 조정하는 것이었습니다. 장치는 소유자의 필요에 따라 장착할 수 있는 별도의 기능 단위로 나뉩니다. 예를 들어 다기능 DDS 생성기가 있는 경우 생성기를 조립할 수 없으며 주파수 체배기와 기본 필터만으로 최종 주파수에 도달할 수 있습니다. 불안정한 동작을 피하기 위해 고주파 부분에는 74ACxx 시리즈 CMOS 마이크로 회로만 사용하는 것이 좋습니다. 1x100mm 크기의 장치 보드 (그림 160)는 단면 (와이어 점퍼를 제외한 모든 요소가 배치되는 상단) 또는 양면으로 만들 수 있도록 설계되었습니다. , 25MHz 이상의 주파수에서 장치를 사용하려는 경우. 회로도와 보드의 요소 번호 지정은 요소가 포함된 노드에 할당된 번호로 시작됩니다. 무화과에. 2는 보드의 단면 버전에 요소를 설치하는 것을 보여줍니다. 이 경우 DIP 패키지의 미세 회로 핀은 인쇄된 도체의 측면에서 납땜되므로 특별한 주의가 필요합니다.
세라믹 공진기는 단기 주파수 안정성이 우수하여 신호를 사용하여 석영 필터를 설정하고 급경사를 안정적으로 측정할 수 있습니다. 이러한 공진기의 상호 공진 간격은 석영 공진기보다 훨씬 큽니다. 아무 문제 없이 공칭 값의 +0,3 ... -2%만큼 주파수를 끌어올릴 수 있습니다. 테이블에서. 1은 2015년 러시아에서 구입한 압전세라믹 공진기의 주요 파라미터와 74AC86 마이크로 회로의 논리 소자에 발전기를 구축하는 경우의 주파수 튜닝 범위를 보여줍니다. 표 1
1) P - ZTA 시리즈의 공진기, PC - ZTT 시리즈의 공진기(내장 커패시터 포함), D - 판별기(FM 감지기용). 2) 280개의 XNUMXpF 커패시터 포함. 3) 20개의 XNUMXpF 커패시터 포함. 더 높은 주파수(13MHz 이상)용 세라믹 공진기는 분명히 다른 기술을 사용하여 제조되며 주파수 튜닝 범위가 매우 작습니다. ZTT 시리즈 공진기에는 커패시터가 내장되어 있으므로 주파수를 조정하기가 훨씬 더 어렵고 항상 공칭 주파수를 얻을 수 있는 것은 아닙니다. 테이블에서. 그림 2는 다양한 무선 수신기(RPU) 및 트랜시버에서 가장 일반적인 IF 주파수와 세라믹 공진기를 사용하여 이러한 주파수를 생성하는 옵션을 보여줍니다. 필요한 곱셈기 또는 나눗셈을 분석하면 옵션 수를 확장하고 신호 품질을 보장하기 위해 곱셈을 XNUMX로 적용해야 할 필요성이 드러납니다. 표 2
제안된 주파수 체배기의 작동을 이해하기 위해 74AC 시리즈의 논리적 CMOS 요소의 출력 신호 스펙트럼의 중요한 매개변수를 간략하게 설명하겠습니다. 이 고속 요소는 2 ~ 6V의 공급 전압에서 작동하며 용량성 부하가 없으면 출력 펄스 전면의 최소 지속 시간은 1ns이므로 최대 250MHz의 주파수. 동시에 요소의 출력 임피던스는 약 25옴이므로 더 높은 고조파 구성 요소에서 상당한 에너지를 더 쉽게 얻을 수 있습니다. 이 시리즈 논리 소자의 전송 특성은 대칭이며 출력단은 나가는 전류와 들어오는 전류에 대해 동일한 부하 용량과 스위칭 속도를 갖습니다. 따라서 최대 74MHz 주파수까지의 30ACxx 시리즈의 논리 소자 및 플립플롭의 출력 신호는 이상적인 것으로 간주될 수 있으며 펄스 신호의 스펙트럼과 관련된 모든 수학 법칙을 실제로 높은 정확도로 적용할 수 있습니다. 동일한 펄스 지속 시간 t의 직사각형 신호и 그리고 일시정지 tп 소위 미앤더(듀티 팩터 Q = T/tи \u2d XNUMX, 여기서 T는 펄스 반복 주기 T \uXNUMXd tи+tп, 그러나 때때로 듀티 사이클 K \u1d XNUMX / Q의 역수 인 "충전 계수"라는 용어가 사용되며 첫 번째 고조파 (F1 = 1/T - 기본 주파수) 및 홀수 고조파 (2n+ 1)F1, 여기서 n = 1, 2, 3.... 실제로 짝수 고조파의 억제는 특별한 조치를 사용하지 않고 40dB에 도달할 수 있으며 최대 60dB의 억제를 얻으려면 긴 시간을 보장해야 합니다. CNF를 사용하고 추가로 신중하게 조정하여 요소 매개변수의 기간 안정성. 경험에 따르면 최대 74MHz의 주파수에서 74개의 주파수 분배기(4040ACxx 시리즈의 D-플립플롭 및 JK-플립플롭과 주파수 분배기 4AC60)는 최대 30dB까지 이러한 억제를 제공합니다. 30MHz의 출력 주파수에서는 100dB로 감소하고 XNUMXMHz 이상의 주파수에서는 짝수 고조파에 대한 현저한 억제가 없습니다. 따라서 구형파는 후속 필터를 단순화하는 스펙트럼의 상대적 순도로 인해 주파수 체배기에서 특히 중요합니다. 이러한 이유로 제안된 장치는 신호의 대칭성을 조정하기 위한 요소를 제공합니다. 74ACxx 시리즈 요소의 거의 이상적인 출력 특성을 통해 스펙트럼 분석기를 사용하지 않고 조정 요소를 사용하여 출력에서 평균 DC 전압을 측정하여 원하는 신호 형태를 얻을 수 있습니다. 최대 40MHz의 주파수에서 최대 50 ~ 20dB의 짝수 고조파를 문제 없이 억제합니다. 출력 신호의 듀티 사이클(duty cycle) 측정은 DC 전압 측정 모드(R~ 안에 ≥ 10 MΩ), 측정 한계를 변경하지 않고(그림 3). 먼저 멀티 미터가 보정됩니다. 이를 위해 저항이 33 ... 100 kOhm 인 저항을 통해 전력선에 연결됩니다 (마이크로 회로의 해당 단자에 직접 연결됨). 멀티미터의 입력 저항이 10MΩ이므로 판독값(Uк)는 공급 전압보다 0,3 ~ 1% 낮습니다. 저항은 와이어의 모든 커패시턴스와 멀티미터의 입력과 함께 고주파 신호용 저역 통과 필터를 형성합니다. 논리 소자의 출력에 Q = 2인 펄스 신호가 있으면 멀티미터에 U가 표시됩니다.O = 0,5Uк. 무화과. 4는 특별한 밸런싱 조치가없는 74AC86 마이크로 회로 생성기 출력의 신호 스펙트럼을 보여줍니다. 첫 번째와 관련된 두 번째 고조파 억제는 약 36dB입니다. 이것은 주파수 체배기로 작업하는 데 그리 좋지 않습니다.
출력 신호의 대칭성을 깨면 다른 스펙트럼 구성 요소를 억제할 수 있습니다. 예를 들어, Q = 3(그림 5)에서 6의 배수인 고조파는 출력 신호에서 억제됩니다(그림 XNUMX). 이러한 모드의 설정은 멀티 미터를 사용하여 수행되며 평균 전압 U를 얻는 데만 필요합니다.O = 0,333Uк (또는 0,666Uк). 이 옵션은 XNUMX 또는 XNUMX를 곱해야 하는 경우에 특히 유용합니다. 더 높은 고조파에서는 필터 비용으로 인해 이미 이 옵션을 구현하기 어렵습니다.
따라서 구형파는 신호의 홀수 고조파를 최대 3번째까지 얻는 데 이상적입니다. 더 높은 것은 이미 심하게 감쇠되어 있으며 이를 추출하려면 복잡한 필터와 증폭기가 필요합니다. 2,41차 및 41,5차 고조파는 출력 신호 듀티 사이클 Q = XNUMX에서 가장 잘 얻어집니다. 스펙트럼에 거의 모든 고조파가 필요한 경우 Q = XNUMX(K = XNUMX%)을 조정해야 합니다. 다음은 중요한 발언입니다. 때때로 로컬 발진기 PLL 또는 마이크로 컨트롤러의 간섭이 수신기에서 "방황"하는 경우가 있습니다. 클록 신호의 듀티 사이클을 능숙하게 선택하면 일부 고조파 간섭을 억제할 수 있습니다. 그러나 일반적으로 듀티 사이클이 기본적으로 정확히 Q = 2로 설정되면 클록 신호의 전체 고조파 배경을 줄일 수 있습니다. 제안된 장치는 주로 선형 모드에서 작동하는 논리 CMOS 요소를 사용합니다. 이를 위해 인버터 모드를 사용하고(요소가 7입력인 경우 두 번째 입력은 공통 와이어 또는 전원 라인에 연결) DC 피드백을 도입하여(그림 3) 동작점을 중간에 유지합니다. 전송 특성. 저항 R1은 OOS를 제공하며 저항 R2 및 R74를 사용하여 전송 특성에서 작동 지점의 위치를 옮길 수 있습니다. 또한 이 방식을 사용하면 스위칭 임계값이 약 1,2V(공급 전압 3,3V일 때)인 50xCTxx 계열의 논리 소자의 균형을 맞출 수 있습니다. 올바른 설정 기준은 공급 전압의 2%에서 출력 전압을 설정하는 것입니다. 저항 RXNUMX의 저항은 입력 신호 회로에 덜 영향을 미치도록 가능한 한 크게 선택됩니다.
전송 특성의 가파른 정도는 30...40dB의 전압 이득에 해당합니다. 따라서 수십 밀리볼트의 전압을 갖는 입력 신호는 이미 출력을 74에서 최대값으로 변경합니다. 한 상태에서 다른 상태로 전환할 때 노이즈를 줄이려면 입력에서 특정 신호 슬루율을 제공해야 합니다(125ACxx 시리즈의 경우 - 약 XNUMXmV/ns). 이 경우 특성의 활성 섹션을 통과하는 동안 간섭 노이즈 또는 자기 여기가 발생하지 않는 더 낮은 제한 주파수가 있습니다. 게이트 입력에서 병렬 LC 회로가 활성화되면 잡음을 생성하지 않고 더 낮은 주파수 입력 신호가 허용됩니다. 3,3MHz의 주파수에서 3V의 공급 전압으로 최소 전압 스윙은 0,5 ~ 1V입니다. 더 낮은 주파수에서 작동하려면 74HCxx, MM74Cxx, 40xx 시리즈의 논리 소자를 사용해야 합니다. EXCLUSIVE OR 요소(IC 74AC86)를 기반으로 RC 회로를 기반으로 지연선을 통해 신호가 한 입력에 직접 적용되고 다른 입력에 적용되는 경우 주파수 체배기를 8로 쉽게 만들 수 있습니다(그림 1). RC 회로의 시정수(τ)가 펄스 반복 주기 T보다 훨씬 작으면 입력 전압이 떨어질 때마다 출력에서 짧은 펄스를 얻습니다. 즉, 펄스 수(따라서 주파수)는 두 배. 커패시터 C0,2의 지연 (RC 회로의 시정 수)이 증가하면 신호가 삼각형이되고 진폭이 감소하여 스위칭 정확도가 떨어지고 신호 품질이 저하됩니다. 전면이 노이즈로 "부동"됩니다. 이러한 승수는 τ < 1T에서 안정적으로 작동합니다. 그에게는 t2 = t2라는 것이 매우 중요합니다. 이 경우 입력 신호는 사행(Q = 40)이고 입력 주파수가 있는 신호는 곱셈기의 출력(최대 XNUMXdB)에서 억제됩니다.
출력 신호의 훨씬 더 순수한 스펙트럼은 Q = 3의 경우입니다(그림 9). 이 경우 승수는 출력에서 주파수 2F의 고조파를 "제공"합니다.1, 4층1, 8층1, 10층1, 14층1, 16층1 등.). 2F의 고조파만 실질적으로 중요합니다.1 4층1, 및 주파수 F의 고조파 억제1, 3층1, 5층1 6층1 도와줍니다. 이 설정에서 출력은 U여야 합니다.O = 0,333Uк.
VCO의 작업이 수정 필터를 설정하기 위한 신호를 생성하는 것이라면 논리 소자의 출력에서 펄스 신호를 직접 수정 필터에 적용하는 것으로 충분하지 않은지(저항 정합 감쇠기를 통해) 의문이 생길 수 있습니다. )? 결국 필터 자체가 다른 고조파를 억제합니다. 어떤 경우에는 이것이 가능하지만 가장 크고 예측할 수 없는 해충은 많은 힘을 가진 메인 하모닉스입니다. 필터를 쉽게 "우회"하여 광대역 검출기에서 많은 배경 신호를 유발할 수 있습니다. 나머지 고조파의 총 에너지도 크고 결과는 동일합니다. 또한 많은 고주파 크리스탈 필터는 고조파(주로 10차)에서 작동하고 동시에 테스트 신호가 통과하여 화면의 주파수 응답에 왜곡을 일으킬 수 있는 기본 주파수 근처에 스퓨리어스 전송 채널이 있습니다. 실제로는 없습니다. 따라서 주파수 체배기의 출력에서 필터를 버리지 않는 것이 좋습니다. 이것은 궁극적으로 RPU 작업의 품질을 결정하는 가장 중요한 요소 중 하나입니다. 그림의 예를 들어. 그림 4은 55846루프 LC 필터를 통과한 후의 신호 스펙트럼(그림 30 참조)을 보여줍니다. 42차 고조파(XNUMXkHz)는 출력에 남아 있고 XNUMX차 고조파는 XNUMXdB 억제되며 주요 고조파는 XNUMXdB 이상이므로 고품질 측정을 거의 방해하지 않습니다.
측정 생성기의 블록 다이어그램은 그림 11에 나와 있습니다. 1. 회로는 장치의 기능을 확장하기 위해 동일한 디자인의 두 개의 생성기(G2, G1)를 제공합니다. 그 후 주파수 체배기 U2 또는 주파수 체배기 U1에서 중간 주파수 체배가 발생합니다. 곱셈 인수는 1, 3, 100 또는 XNUMX입니다. 또한 체배기 UXNUMX에서는 신호의 주파수를 곱하기 전에 XNUMX 또는 XNUMX로 나눌 수 있습니다. 요소 DDXNUMX의 출력과 저역 통과 필터 ZXNUMX(차단 주파수 - XNUMXkHz) 이후의 믹서에서 F = | n의 주파수에서 신호가 생성됩니다.1F공1 -n2F공2|. 믹서는 고조파에서도 작동합니다.
요소 DD2, DD3, Z1 및 Z2는 변조기에서 작동하며 곱셈의 마지막 단계에 필요한 신호 듀티 사이클을 형성합니다. 듀티 사이클 Q = 2에서는 요소 Z1 및 Z2가 필요하지 않습니다. DD4 및 DD5는 버퍼 증폭기로 작동하며 펄스 변조가 가능합니다. Generator G3는 임펄스 노이즈를 시뮬레이션하기 위해 짧은 펄스를 생성하며 높은 수준의 SPON 신호에 의해 활성화됩니다. 주파수가 100 ~ 1000 배 감소하면 (해당 커패시터의 커패시턴스 증가) AGC의 역학 또는 RPU의 잡음 억제 장치를 조정할 수 있습니다. 필터 Z4 및 Z5의 도움으로 원하는 고조파가 선택되고 증폭기 A2 및 A3은 신호에 필요한 레벨을 제공합니다. 결합 신호는 점퍼 S3 및 S1를 사용하여 GEN-2 출력에서 생성할 수 있습니다. 전원 공급 장치(PSU)는 장치 노드에 3,3V를 제공하고 테스트 중인 저전력 장비(TECSUN, DEGEN 라디오 수신기 등)에 전원을 공급하기 위한 +3,9V 전압 출력도 있습니다. USB에서 +5V 전압을 사용할 수 있습니다. 출력 전압이 5 ... 15 V 인 불안정한 주전원 공급 장치뿐만 아니라 휴대 전화의 포트 또는 충전기 전원 공급 장치 입력에 공급됩니다. 장치에서 소비하는 전류는 발전기의 주파수에 따라 다릅니다. 전체 세트에서 70mA를 초과하지 않습니다. 마스터 오실레이터 출력 주파수가 55845 및 34785kHz인 변형에 대한 VCO 회로가 그림 12에 나와 있습니다. 100. 논리 소자를 기반으로 하는 석영 발진기의 잘 알려진 단순한 "컴퓨터" 회로와 달리 여기에서는 주파수 튜닝을 위해 바리캡 어셈블리 VD101, VD200(VD201, VDXNUMX)이 사용됩니다. RF 신호에 대한 각 어셈블리에서 바리캡은 직렬로 연결됩니다. 이를 통해 각각의 신호 전압을 줄이고 상대적으로 작은 제어 전압을 적용할 수 있습니다.
varicaps의 선택은 공진기의 작동 모드에 따라 다릅니다. 마스터 발진기(MG)가 주파수(Fзг) 공진기의 공칭 주파수보다 높거나 근접한 최대 정전 용량이 40pF(KV111, BB304)인 바리캡이 적합합니다. 주파수를 공칭 값보다 수십 kHz 아래로 재구축하려는 경우 보드는 동일한 유형의 추가 어셈블리를 설치할 장소를 제공합니다. 그리고 주파수가 이미 공칭 주파수보다 100kHz 낮은 경우 2V 전압에서 커패시턴스가 약 150pF(BB212)인 varicaps가 필요합니다. 튜닝 커패시터 C102, C107(C202, C207)을 사용하면 "SCAN-1"("SCAN-2") 입력의 제어 신호에 따라 주파수 스캔 범위를 이동할 수 있습니다. 1 ... 2 V의 제어 전압이 주파수 제어 입력 "SCAN-0"("SCAN-15")에 적용될 수 있습니다. 이 경우 바리캡의 전압은 1,65에서 9,15 V까지 다양하며 VCO의 변조 특성은 만족스러운 선형성을 갖는다. 발전기를 활성화(켜기)하려면 점퍼 S100 "EN1"(S200 "EN2")을 설치해야 합니다. 트리머 저항 R106(R206)은 사행을 얻기 위해 출력 신호의 균형을 맞추는 역할을 합니다. 요소 DD100.3(DD200.3)에서 버퍼 스테이지 또는 주파수 체배기를 111로 조립할 수 있습니다. 첫 번째 경우 저항 R211 (R109)을 설치하지 않아도 충분합니다. 둘째, 특정 주파수에서 최상의 신호 품질을 얻으려면 커패시터 C209(C3)를 선택해야 합니다. 다이어그램에 표시된 이 커패시터의 커패시턴스 값은 6~2MHz의 곱셈에 적합하며 16~108MHz의 다른 출력 주파수에 대해 비례적으로 변경할 수 있습니다. 트리머 커패시터 C208(C3)은 출력 신호 스펙트럼의 최대 순도를 설정합니다(최적 듀티 사이클 Q = XNUMX). 첫 번째 ZG에서 주파수 분배기는 트리거 DD101.1 및 DD101.2에 조립되며 출력(XT100.1)에서 스위치 S100.4 - S100를 사용하여 주파수가 0,25F인 신호를 설정할 수 있습니다.зг, 0,5층згFзг, 2Fзг. 스위치 대신 주파수를 전환할 필요가 없는 경우 필요한 점퍼를 설치해야 하며 DD101 칩을 설치하지 마십시오. 광대역 곱셈 모드는 RC 회로 R111, C108, C109 (R211, C208, C209)로 인해 달성됩니다. 필요한 주파수에서 신호를 분리하기 위해 요소 L100, L101, C113 및 C114(L200, L201, C213 및 C214)로 구성된 LC 회로가 사용되었습니다. 두 번째 고조파를 강조 표시하려면 코일 L101 및 L100 (L201 및 L200)의 인덕턴스 비율이 3 : 1이어야하며 네 번째는 6 : 1, 세 번째는 (Q \u2d 4) - 약 1 : 3. 주파수 5 ... 10 MHz의 경우 총 인덕턴스는 6 ... 20 μH, 주파수 2 MHz - 약 114 μH여야 합니다. 회로는 트리머 커패시터 C214(C117)를 사용하여 공진하도록 조정됩니다. 측정 장치의 영향으로 회로 자체에서 신호 진폭을 직접 제어하여 공진을 결정하는 것은 바람직하지 않습니다. 이를 수행하는 가장 좋은 방법은 저항 R214(R100.4)을 사용하여 DD200.4(DD2) 요소의 출력에서 사행을 "중단"한 다음 공진(정현파 신호의 최대 진폭)에서 출력 신호의 듀티 사이클이 Q = 2에 접근하면 이 저항은 XT101(XT201)의 출력에서 Q = XNUMX의 정확한 값을 설정합니다. 기본 주파수에서 동작할 때 이 LC 회로의 요소와 밸런싱 요소는 설치하지 않고 DD100.3(DD200.3) 요소의 출력을 DD100.4(DD200.4)의 입력에 직접 연결한다. 요소. 저항 R106 및 R206은 XT2(XT101)의 출력에서 Q = 201로 설정합니다. 변조기 변조기의 요소 DD301.1 및 DD301.3은 원하는 주파수 체배 계수에 따라 구성되며 이전 단계에서 Q = 2의 정확한 설정이 필요합니다. 홀수배로 곱할 때 RC 지연 회로를 설정할 필요가 없으며 두 입력에 동일한 신호가 적용됩니다(R307, R309, C302-C305는 설정되지 않음). 3 또는 11를 곱하기 위해 이러한 회로는 DD301.1 요소의 핀 3과 DD301.3 요소의 핀 XNUMX에서 Q = XNUMX을 설정합니다. 요소 DD301.2(DD301.4)에서 펄스 변조가 수행됩니다. 저항 R400(R500)을 통한 출력에서 신호가 메인 필터로 들어갑니다. 따라서 이 요소가 있는 보드에 직접 두 개의 차단 커패시터를 설치할 수 있습니다. 그것들이 없으면 전력선을 통해 다른 노드에 눈에 띄는 영향이 있습니다. 보드는 공통 와이어 또는 전원 라인에 연결된 저항 R308, R310 및 R311을 제공하며, 이러한 입력이 외부 소스에서 신호를 받는 경우 사용할 수 있습니다. 펄스 발생기는 DD300 칩에 조립되어 듀티 사이클이 최대 Q ≈ 1000인 신호를 생성합니다. 0,1 ~ 1kHz 범위의 변조 신호 주파수는 저항 R301에 의해 설정됩니다. 펄스 지속 시간(8 ... 80 μs)은 저항 R302에 의해 설정됩니다. 이러한 매개변수는 노이즈 블랭커 시스템을 설정하는 데 최적입니다. "SPON" 점퍼를 설정하면 RF 신호의 펄스 변조가 활성화됩니다. 오실로스코프 작업의 편의를 위해 진폭이 1V인 "SYNC" 신호가 생성됩니다. RPU에서 AGC 또는 스퀠치의 응답을 확인하려면 변조 타이밍 매개변수를 변경해야 합니다. 이를 위해 커패시터 C300 및 C301이 선택되고 커패시턴스가 크게 다를 수 있으며 극성 (마이너스 - 공통 와이어)을 고려하여 산화물 커패시터를 사용할 수 있습니다. 메인 필터 가장 강력한 스펙트럼 성분은 MO의 기본 주파수에 있으며 상대적으로 높은 전력 때문에 먼저 제거해야 합니다. 따라서 요소 L400-L403 및 C402-C407(L500-L503 및 C502-C507)의 주 이중 회로 필터는 인덕터 L400(L500)에서 "시작"됩니다. 동일한 수의 요소를 사용하는 커패시터 옵션과 비교하여 첫 번째 고조파를 10~16dB 억제하는 이득을 얻을 수 있습니다. 커패시터 C404(C504)를 선택하면 더 이상 중요하지 않은 회로 간의 연결이 설정됩니다. 대략 커패시턴스는 루프 커패시터 C의 커패시턴스보다 20 ~ 30 배 커야합니다.к = C402 + C403(C502 + C503). 이렇게 하면 간섭하는 고조파를 최적으로 억제할 수 있습니다. 요소 정격은 약 35(56)MHz의 필터 튜닝 주파수에 대해 지정됩니다. 이 필터의 주파수 응답은 Fig. 13 및 그림. 각각 14. 예를 들어 코일의 인덕턴스와 필터 커패시터의 커패시턴스를 비례적으로 증가시켜 필터 튜닝 주파수를 변경할 수 있습니다.
4 ... 90 MHz의 주파수 범위에 대해 EC-24 시리즈 초크를 사용할 수 있습니다. 커패시터 C407(C507)은 트랜지스터를 기반으로 한 전압 스윙(30 ... 60 mV)을 얻기 위해 선택됩니다. 10,7MHz 중심 주파수 옵션의 경우 인덕터 없이도 가능합니다. 메인 LC 필터 대신 VHF 수신기의 IF 경로에서 180 ~ 350kHz 대역폭의 피에조 필터가 설치됩니다. 두 번째 채널에서의 연결 다이어그램이 그림에 나와 있습니다. 15. 주파수 500kHz 신호의 경우 저항 R820(3566ohm)의 공칭 저항이 표시됩니다. 주파수가 2~3MHz이면 저항을 620옴으로 줄여야 합니다. 저항 R2-R4는 ZQ330 필터에 1옴의 부하 저항을 제공하며, 이는 10700 ± 50kHz의 주파수 범위에서 주파수 응답 불균일을 최소화하는 데 중요합니다. 저항 R4는 고주파에서 증폭기의 안정성을 높입니다.
400옴의 부하에서 트랜지스터 VT500(VT12)의 증폭기(그림 50 참조)는 최대 300mV의 스윙 신호를 제공합니다. 동시에 선형 모드를 보장하기 위해 트랜지스터의 콜렉터 전류는 약 10mA이어야 하며 저항 R401(R501)을 선택하여 설정합니다. 게인은 약 14dB(5배)입니다. 멀티 미터를 사용하여 필터를 조정하기 위해 증폭기 출력에 VD400 (VD500) 다이오드 검출기가 설치됩니다. 1N4148 다이오드는 최대 45MHz까지 만족스럽게 작동합니다. 더 높은 주파수에는 저전력 고주파 게르마늄 다이오드 또는 Schottky 다이오드(BAT 또는 BAS 시리즈)를 사용하는 것이 바람직합니다. 검출기 출력에서 최대 신호에 대한 필터를 조정합니다. 가산기 회로(L504, C512-C515, R507-R509)는 레이아웃이 특정 작업에 크게 의존하기 때문에 요소 값을 나타내지 않습니다. 이는 신호 합산에 대한 광범위한 가능성을 제공합니다. 가산기는 상호 변조 왜곡 및 IP3 측정을 위한 고품질 301주파수 발생기를 대체할 수 없습니다. 두 신호가 이미 DD30 칩의 공통 전원 공급 장치 핀을 통해 변조기에서 "교차"했기 때문입니다. 그럼에도 불구하고 이러한 왜곡은 최대 XNUMXdB까지 측정할 수 있으며 대부분의 경우 왜곡을 최소화하기 위해 RF 노드를 조정하기에 충분합니다. DD700 칩의 믹서는 주로 필터의 주파수 응답을 연구할 때 오실로스코프 화면에 주파수 마커를 형성하기 위해 제공됩니다. 이 경우 하나의 발전기는 스캐닝 없이 기준으로 동작하며 그 주파수는 주파수계로 측정된다. 스캐닝 발진기의 주파수와 같으면 화면에서 잘 관찰되는 제로 비트가 형성됩니다. 이 방법을 사용하면 겸손한 가정 실험실에서 필터를 필요한 주파수로 미세하게 조정할 수 있습니다. 그러나 믹서는 다른 용도로 사용할 수 있습니다. 모든 고조파에서 잘 작동하기 때문에 마커 그리드를 구현할 수 있습니다(X1-48 주파수 응답 측정기 및 이와 유사한 측정기에서와 같이). 특정 작업에 따라 저역 통과 필터 R700, C700, R701, C701의 매개변수를 선택해야 합니다. 하나의 신호만 믹서에 적용되는 경우(두 번째 생성기 끄기) 이 신호가 출력됩니다. VCO 구현 예 변형을 선택할 때 공진기의 존재를 고려해야 하며 중간 주파수 분배기를 3(또는 400)로 사용하거나 500를 곱(Q = XNUMX에서)하는 변형이 항상 더 바람직합니다. 그 이유는 중간 스펙트럼(접점 XTXNUMX 및 XTXNUMX)에 CG의 첫 번째 고조파가 없기 때문에 발전기에 대한 역반응(부하가 변경될 때 주파수에서 "점프")이 제거됩니다. XNUMX차 고조파에서 작동하는 크리스탈 필터의 경우 XNUMX차 승수에서 XNUMX을 곱하는 옵션을 피하는 것이 바람직합니다. 마스터 발진기에서 74AC86 또는 74NS86 시리즈의 미세 회로를 사용하기 때문에 공진기의 작동 간격을 수십 킬로 헤르츠로 이동할 수 있습니다. 74AC86에서는 주파수가 항상 약간 더 높고 주파수 안정성이 눈에 띄게 더 좋습니다. 74NS86 마이크로 회로의 경우 전송 특성 임계값이 공급 전압의 33%로 이동하므로 복잡한 중간 변환 옵션을 구현하는 데 불편합니다. 4433 кГц 대부분의 경우 이 주파수에 대한 필터는 PAL 디코더용 석영 공진기를 기반으로 만들어집니다. 이러한 필터는 공진기를 사용할 수 있고 상대적으로 저렴하며 한 배치에서 작은 매개 변수가 있기 때문에 라디오 아마추어에게 인기가 있습니다. 그들은 상당히 "심각한" SSB/CW 필터를 만듭니다. 안정성이 높은 좋은 옵션은 3580kHz(3546kHz로 설정)에서 공진기를 사용한 다음 XNUMX로 나누고 XNUMX를 곱하는 것입니다. 5500 кГц MO에서 5500MHz의 주파수에서 공진기를 사용한 다음 주파수를 11로 나누면 5,5kHz의 주파수로 신호를 생성할 수 있습니다. 이 경우 순수한 스펙트럼과 MO에 대한 약한 효과를 얻습니다. 기본 LC 필터 대신 TV의 사운드 경로에 사용되는 15MHz 주파수의 피에조 필터를 설치할 수 있습니다(그림 XNUMX 참조). 8814...9011kHz 8814 ... 9011 kHz 범위의 주파수는 6 (12) MHz의 주파수에서 공진기를 사용한 다음 3580로 나누고 3525을 곱하여 얻을 수 있습니다. 공칭 주파수가 3604kHz인 공진기를 사용하고 3 ~ XNUMXkHz 범위로 조정한 다음 주파수를 XNUMX로 나누고 XNUMX를 곱할 수도 있습니다. 공칭 주파수가 XNUMXMHz인 공진기는 최상의 선택이 아닙니다. ZG의 세 번째 고조파가 사용될 때 이 범위에 속하기 때문입니다. 10700 кГц MO에서 10700kHz 주파수의 판별 공진기를 사용하면 필요한 신호를 즉시 얻을 수 있지만 MO와 출력 UHF의 상호 영향은 매우 가파른 경사를 가진 SSB 필터의 주파수 응답 측정 결과를 망칠 수 있습니다. 최상의 결과는 3,58MHz 공진기(3567kHz로 조정)에서 얻을 수 있으며 XNUMX을 곱합니다. 4300kHz 공진기(4280kHz로 조정)를 사용하고 3,5로 나누고 4,5를 곱하면 SSB 필터 설정을 위한 매우 안정적인 신호를 얻을 수 있습니다. 경험에 따르면 XNUMX ~ XNUMXMHz의 주파수 범위에서 임피던스가 떨어지기 때문에 여러 공진기를 구입하고 가장 "부드러운"것을 선택해야합니다. 21400 кГц 3,58MHz(3567kHz로 튜닝)의 주파수에서 공진기를 사용하고 7133를 곱하면 21400kHz의 주파수를 가진 신호를 얻고 세 번째 고조파(XNUMXkHz)는 메인 필터에 의해 선택됩니다. 10700kHz의 주파수에서 차후 두 배가 되는 판별기 공진기도 잘 작동합니다. 이렇게하려면 DD301.1 요소를 사용하고 출력에서 Q = 3을 설정하십시오 (R307 = 1kOhm, C302 + C303 = 15pF) (그림 16).
멀티 미터로 조정할 때 최소 32100dB의 40kHz 주파수에서 신호 억제를 얻을 수 있습니다. 스펙트럼 분석기를 사용하면 억제를 최대 50dB까지 조정할 수 있습니다. 메인 필터 뒤의 신호 품질을 통해 최대 80~90dB 범위에서 필터의 주파수 응답을 측정할 수 있습니다. 34875 кГц 34875kHz의 주파수는 MO에서 10MHz 공진기를 사용하고 이를 9939kHz로 튜닝한 다음 XNUMX로 나누고 XNUMX을 곱하면 가장 잘 얻을 수 있습니다. 두 번째 옵션은 중간에 3,58를 곱하고 마지막에 3487를 곱하여 공진기를 2MHz(XNUMXkHz로 조정)의 주파수로 설정하는 것입니다. 이 옵션은 필터가 XNUMX번째보다 XNUMX번째 고조파를 더 잘 선택하기 때문에 좋습니다. Q = XNUMX의 신중한 설정이 반드시 필요합니다. 45 MHz 언뜻 보기에 이 빈도에 대한 많은 옵션이 있지만 대부분 최종적으로 9을 곱해야 하므로 항상 좋은 것은 아닙니다. 가장 좋은 옵션은 먼저 6428MHz(다음에 9개) 또는 4500kHz(다음에 3개)를 얻는 것입니다. 6MHz의 주파수는 예비 주파수 배가 또는 12, XNUMX, XNUMXMHz 공진기를 XNUMX로 나누고 XNUMX을 곱한 XNUMXkHz의 주파수에서 판별 공진기를 사용하여 도달할 수 있습니다. 주파수 9배의 경우 100MHz의 중간 필터는 인덕터 L1,5 = 101μH 및 L4,7 = 100μH를 사용하여 구현됩니다. 주파수에 1을 곱하면 L113 = 39μH, 커패시터 C100.4 = 1,5pF로 설정해야 합니다. 공진 시 XNUMXV 신호가 DDXNUMX 요소의 입력에 존재하며 이는 논리 요소를 트리거하기에 충분합니다. 주파수에 2을 곱할 때 깨끗한 스펙트럼을 얻기 위한 주요 전제 조건은 Q = 101.1인 ZG의 신호입니다. 신호가 DD101.2 또는 DD2 트리거의 주파수 분배기 출력에서 나오는 경우 이런 일이 발생합니다. 자동으로. 분배기가 없으면 신호 ZG를 Q = 2로 설정해야 합니다. 100.1를 곱하면 요소 DD100.3의 출력에서 Q = 3인 신호를 얻고 승수에서 Q = 108으로 설정해야 합니다( 요소 DD117의 출력) 커패시터 C100.4을 사용합니다. 그런 다음 필터를 공명으로 조정합니다. 이를 위해 먼저 저항 R100.4을 사용하여 DD17 요소의 출력에서 가변 듀티 사이클을 가진 신호를 얻기 위해 DD9 요소의 균형이 교란됩니다 (그림 XNUMX). 다른 펄스 지속 시간은 XNUMXMHz의 주파수에서 세 번째 펄스마다 새로운 에너지가 회로에 들어간다는 사실 때문입니다.
필터를 공진으로 설정하면 듀티 사이클이 이미 Q = 2에 가까운 신호를 얻습니다(그림 18). 공진에서 멀티미터 판독값은 UK의 50%에 최대한 가깝습니다. 트리머 커패시터를 완전히 돌리면 이 현상을 두 번 확인하고 동시에 출력에서 9MHz의 주파수에서 깨끗한 신호를 기록해야 합니다.
마지막으로 저항 R117의 도움으로 Q = 2가 복원됩니다.XT400 접점의 멀티미터로 이를 확인하고 전압을 UK의 정확히 50%로 설정합니다. 이 경우 후속 필터를 일시적으로 비활성화해야 합니다. 이 경우 XT400 핀에서 주파수 9MHz의 중간 신호를 수신하며 고조파도 40dB 억제되고 45MHz를 곱해도 특별한 어려움이 발생하지 않습니다. 55845 кГц 이 문제에 대한 해결책은 8MHz(7978kHz로 동조)의 주파수에서 공진기를 제공합니다. 그러나 짝수 고조파와 2번째 및 XNUMX번째 고조파를 억제하려면 메인 필터의 입력에서 Q = XNUMX를 신중하게 설정해야 합니다. 또 다른 옵션은 중간에 3680(3723kHz)을 곱한 다음 11169를 곱하여 XNUMXkHz(XNUMXkHz로 조정됨)의 주파수에서 공진기를 사용하는 것입니다. 60128 кГц 가장 쉬운 옵션은 12를 곱한 12026MHz 공진기(6kHz로 조정)를 사용하는 것입니다. 예비 곱셈에 12를 적용하여 100MHz의 주파수에 공진기를 적용할 수 있습니다. 1MHz 주파수에 대한 중간 필터는 인덕터 L101 = 3,3μH 및 L113 = 33μH, 커패시터 CXNUMX = XNUMXpF로 구성됩니다. 64455 및 65128kHz 6,5MHz(6445kHz로 동조)의 주파수에서 판별기 공진기를 사용하면 아마도 가용성과 안정성 측면에서 최상의 옵션을 제공할 것입니다. 64455와 65128를 곱하면 6,513kHz의 주파수가 됩니다. 13kHz의 주파수를 얻기 위해 ZG를 100MHz의 주파수로 조정합니다. 주파수 0,82MHz(101를 곱한 후)의 중간 필터의 경우 L2,2 \u113d 39μH 및 LXNUMX \uXNUMXd XNUMXμH, 커패시터 CXNUMX \uXNUMXd XNUMXpF를 설정해야 합니다. 70200 및 70455kHz 가장 쉬운 옵션은 MO에서 10MHz의 주파수에서 공진기를 사용하는 것입니다(10030, 10065kHz 설정). 그러나 모든 공진기가 최대 10050kHz의 주파수에 "도달"하는 것은 아닙니다. 70455kHz의 주파수를 얻으려면 3,58MHz의 주파수에서 공진기를 사용할 수 있습니다(3523kHz로 조정). 14091를 곱한 후 XNUMXkHz의 주파수로 "나간" 다음 XNUMX를 곱합니다. 신중한 단계별 조정이 필요하므로 이 옵션을 더 자세히 살펴보겠습니다. 먼저 ZG에서 Q \u2d 118를 가져와야합니다. 설정의 장기적인 안정성을 높이려면 저항 R215 (R330)의 저항을 3kOhm으로 높이는 것이 좋습니다. 그런 다음 짝수 고조파의 최대 레벨을 얻기 위해 첫 번째 곱셈기의 출력에서 Q = 14을 설정합니다. 중간 필터는 100MHz의 주파수로 조정됩니다. 이렇게하려면 L0,18 = 101μH 및 L1 = 113μH, 커패시터 C100 = 114pF, C6 - 트리머 30 ... 212pF, 저항 R820 = 7ohm으로 설정하십시오. 이 회로는 품질 계수가 높으며 40MHz 주파수의 스펙트럼 라인이 117dB 억제됩니다. 저항 R70과 균형을 잡은 후 주 신호에서 고른 하모니가없고 26MHz 주파수의 신호가 다른 모든 신호보다 XNUMXdB 더 높은 스펙트럼을 얻습니다. 출력 필터는 L400 = 27nH(크기 0805 또는 0603)로 설정됩니다. 루프 코일(L401 및 L402) - 각각 0,47μH(EC-24 인덕터) 및 커패시터 - 총 용량 11pF. 커패시터 C404의 총 커패시턴스는 250pF, C407 = 82pF입니다. 결과 대역폭은 약 2MHz이고, 주파수 14MHz의 신호는 주파수 40MHz의 신호보다 70dB 적고, 주파수 42MHz에서 상대 억제는 46dB, 주파수 140MHz에서 26dB입니다. 출력 신호 스윙("GEN1") - 400mV. 단기 주파수 불안정성은 약 ±50Hz입니다. 10분 동안 주파수는 ±200Hz 범위에서 천천히 변합니다. 방의 기류가 눈에 띄는 영향을 미치기 때문에 이 값은 차폐로 줄일 수 있습니다. 이는 5kHz 이상의 대역폭으로 필터를 설정하기에 충분합니다. 부하 저항에 대한 주파수의 의존성은 실제로 나타나지 않습니다. 10MHz의 주파수에 대한 공진기가 있는 변형은 2~3배 더 안정적인 것으로 나타났습니다. 아마도 이 예를 통해 우리는 74AC 시리즈 CMOS의 논리 요소를 사용하여 RF 작업의 "고등 학교"를 거쳤으며 최소한의 수단으로 고주파에 대한 승수를 구현할 때 이 기술의 한계를 잘 "느꼈습니다". 80455 кГц 8MHz 공진기(8045kHz로 조정됨)와 기본 주파수를 두 배로 하면 16090kHz가 됩니다. 이후에 XNUMX를 곱하면 원하는 결과를 얻을 수 있습니다. 90 MHz 가장 안정적인 옵션은 12MHz 주파수에서 공진기를 사용하는 것입니다. 중간을 6로 나누면 최대 50dB까지 균일한 고조파를 억제하여 18MHz의 주파수에서 안정적인 신호를 제공합니다. 18을 미리 곱한 후 100MHz의 주파수에 도달합니다. 이 경우 인덕터 L0,56 = 101μH 및 L2,2 = 113μH 및 커패시터 C12 = 90pF가 중간 필터(368MHz에서)에 설치됩니다. 400MHz의 주파수에서 KT200AM 트랜지스터는 잘 작동하며 50mV 및 180mV의 스윙 신호를 부하 없이 20옴의 부하로 출력합니다. 두 번째 고조파(400MHz)는 UHF에서 발생하며 15dB로 억제됩니다. 메인 필터는 L0805 = 401nH(크기 402), L0,27 = L24 = 11μH(EC-404), 300pF 루프 커패시턴스, 커패시터 C407 = 68pF, C19 = 4pF입니다. 무화과에. 도 3는 1dB 레벨에서 100MHz의 대역폭을 갖는 이 필터의 주파수 응답을 보여준다. 이 버전에서는 우수한 단기 안정성을 얻었으며, 작동 첫 XNUMX시간 동안 VCO 보드를 밀폐된 케이스에 설치하면 주파수가 XNUMXkHz씩 원활하게 증가했습니다. 그런 다음 주파수는 ±XNUMXHz 범위에서 천천히 변경됩니다.
135,495 MHz 이러한 고주파에 도달하려면 15 ... 20 kHz의 튜닝을 제공하는 5 ... 8 MHz (첫 번째 고조파)의 주파수에서 석영 공진기를 사용하는 것이 좋습니다. 그러나 주파수가 9022 또는 15055kHz 인 예산 DDS 생성기의 신호를 DD100.1 (DD200.1) 요소의 입력에 적용하면 더 안정적입니다. 135MHz에서 충분한 신호 레벨을 얻으려면 첫 번째 곱셈(27 또는 45MHz) 후에 충분히 높은 주파수를 얻기 위해 노력해야 합니다. 출력 필터는 최대 135MHz의 주파수에서 우수한 억제 기능을 제공하는 HDF8-100 SAW 필터에서 구현할 수 있습니다. 일치시키려면 출력에 RC 회로(1pF + 68옴)를 설치하고 변조기(DD301) 측면에서 저항성 감쇠기를 사용하여 50옴의 임피던스를 제공해야 합니다. 최대 240MHz의 신호 이 예에서는 적용된 요소의 잠재력을 보여주고 싶습니다. 예를 들어 ZG는 12MHz의 주파수에서 작동합니다. DD100.3의 승수는 Q = 3으로 설정되고 LC 회로에 24MHz 펄스를 출력합니다. 스펙트럼 분석기(또는 동일한 성공 - 멀티미터)를 사용하여 필터를 미세 조정하는 것이 매우 중요합니다. 튜닝 기술은 9MHz 필터와 동일하지만 L100 = 0,56μH 및 L101 = 2,2μH, 커패시터 C113 = 6,8pF입니다. 출력(XT400)에는 50 ~ 24MHz의 홀수 고조파가 억제되는(적어도 300dB) 스펙트럼이 있는 신호가 있습니다(DD301 주변 보드의 우수한 토폴로지로 인해). 168MHz의 신호는 주 신호(18MHz)보다 약 24dB 약하고 240MHz(-26dB)에서도 여전히 상당한 수준입니다. 제안된 VCO는 톱니파 전압 발생기와 대수 검출기(AD8307 칩)와 함께 편리하게 적용될 수 있다. LC 회로와 결합된 RF에서 CMOS 요소의 작동은 QRP 장비 개발에서 고유한 기회를 열어줍니다. 74AC 시리즈의 논리 소자는 20 ... 120 MHz의 주파수에서 공급 전압과 진폭이 동일한 정현파 신호가 입력에 적용되는 경우 위상 노이즈가 낮습니다. 74HC 시리즈의 요소는 이에 적합하지 않습니다. 추가 정보 및 다양한 형식의 PCB 도면: ftp://ftp.radio.ru/pub/2016/05/GUN.zip. 저자: Ayo Lohni
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