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라디오 전자 및 전기 공학의 백과사전 피드백이 있는 증폭기 계산. 무선 전자 및 전기 공학 백과사전
무선 전자 및 전기 공학 백과사전 / 초보자 라디오 아마추어 피드백(FB)은 증폭기에서 널리 사용됩니다. OS를 사용하면 매개 변수를 크게 개선할 수 있으며 경우에 따라 증폭기(트리거, 생성기 등)를 기반으로 새 장치를 만들 수 있습니다. OS가있는 증폭기의 일반화 된 회로가 그림에 나와 있습니다. 55.
입력 신호 Uc 및 OS 신호 Uoc는 가산기 A1에 공급된 다음 전달 계수 Ko(보통 Kc>>2)로 증폭기 A1에 공급됩니다. 증폭기 Uo의 출력 신호는 이득 p(보통 p<<1)로 피드백 회로를 통과하여 피드백 신호 Uoc를 형성합니다. 먼저 증폭기와 피드백 회로 모두 위상 편이를 도입하지 않는다고 가정해 보겠습니다. 그런 다음 A1에서 신호 합산의 경우 Uo = (Uc + UoC)Ko로 쓸 수 있습니다. 동시에 Uoc = βUo이다. 대체하여 전체 장치 K의 이득을 찾습니다. Uo = UC.Ko(1-Koβ), K = Uo/Uc = Ko/(1-Koβ). 게인이 증가하고 Koβ = 1에서 무한대가 되는 것을 볼 수 있습니다. 그리고 이것은 자기 여기를 의미합니다. 증폭기는 발전기가됩니다. 이 유형의 OS를 포지티브(POS)라고 하며 발전기, 재생기 및 유사한 장치를 만드는 데 자주 사용됩니다. 가청 주파수 증폭기(UZCH)에서는 거의 발생하지 않습니다. 이제 합산하지 않고 노드 A1의 신호를 뺍니다. 계산은 동일하게 유지되지만 공식에서 기호가 변경됩니다. K = Uo/Uc = Ko/(1+Koβ). 피드백이 네거티브(NF)가 되어 이제 게인이 감소합니다. 이것이 그녀의 주요 단점인 것 같습니다. 그러나 이것은 OOS의 다른 유용한 특성과 완전히 상쇄되며 최신 트랜지스터 장치에서 큰 초기 이득(Ko)을 얻는 것은 큰 문제가 아닙니다. OOS의 첫 번째 유용한 특성은 비선형 왜곡의 감소입니다. 증폭기의 임무는 출력에서 입력 신호의 정확한 사본을 재생하지만 큰 전압 및 / 또는 전력으로 재생하는 것입니다. 왜곡된 출력 신호는 왜곡되지 않은 신호와 왜곡 곱의 합으로 나타낼 수 있습니다. 후자는 입력 신호에는 없지만 피드백 회로를 통해 출력에서 입력으로 이동합니다. 그리고 그것이 음수이기 때문에 입력에서 나오는 왜곡 제품은 그대로 보상되고 출력 신호에서 차지하는 비율이 급격히 줄어 듭니다. OOS의 또 다른 유용한 품질은 증폭기 주파수 응답의 균등화 및 확장입니다. 게인이 더 큰 주파수에서 이 게인 피크를 줄이는 CNF의 영향도 커집니다. Koβ>>1이면 공식에서 알 수 있듯이 K - 1/β입니다. 두 저항의 주파수 독립적 분배기 형태로 OOS 회로를 완성하면 넓은 주파수 범위에서 평탄한 주파수 응답을 얻습니다. 다른 장점이 있습니다. OOS 신호가 증폭기 출력에서 병렬로 제거되고 입력 신호와 직렬로 입력에 적용되면 (감산이 수행되도록 반대 위상으로) 증폭기의 출력 임피던스가 감소합니다. , 입력 저항이 증가합니다. 이것은 아마도 이미 짐작할 수 있듯이 OS의 가장 원시적 인 이론이며 현실과 거의 일치하지 않습니다. 넓은 주파수 범위에서 순전히 음수이거나 순전히 양수인 피드백은 없다는 것이 밝혀졌습니다. 또한 특정 주파수에서 NOS는 POS로 전환될 수 있습니다. 이것은 증폭기가 180°에 가까운 위상 편이를 도입하고 피드백 신호가 입력과 동위상인 경우에 발생합니다. 게인이 충분하면 해당 주파수에서 증폭기가 자체적으로 여기되고 "앰프를 만들면 발진기가 생깁니다."라는 오래된 아마추어 무선 격언이 실현됩니다. 우리가 제시 한 표현은 사실이지만 작지만 매우 중요하지만주의 사항이 있습니다. 증폭기 자체의 전달 계수 Ko(jω) 및 OS 회로 β(jω)의 복잡한 함수를 대체해야합니다. . 그러면 결과가 정확할 것입니다. 마지막 공식은 이제 다음과 같이 작성됩니다. K(jΩ)=Ko(jΩ)/[1+β(jΩ)Ko(jΩ)]. 간단한 예를 들어 말한 내용을 설명하겠습니다. 게인이 100인 트랜지스터 증폭 단계가 있다고 가정합니다(그림 56).
편의를 위해 바이어스 체인을 표시하지 않았지만 기존 OS 체인도 바이어스에 사용할 수 있습니다. 증폭기의 복소 이득은 RC 체인에 의해 결정됩니다. 여기서 R은 부하 저항 R1과 OS 분배기 R2 + R3의 저항의 병렬 연결에 의해 형성됩니다. R = R1(R2 + R3)/(R1 + R2 + R3), 커패시턴스 C \u1d CXNUMX은 트랜지스터의 출력 커패시턴스, 장착 커패시턴스 및 출력 차폐 케이블의 커패시턴스 (있는 경우)의 합입니다. 계단식 증폭기와 RC 회로의 총 이득은 다음과 같이 구할 수 있습니다. Ko(jω) = 100-1/(1 + jωRC). 특정 주파수 ωc = 1/RC에서 시작하여 게인 모듈러스가 감소하고 주파수가 2배 증가할 때 감소율이 6배, 즉 옥타브당 57dB임을 알 수 있습니다. 증폭기의 주파수 응답(주파수에 대한 게인 모듈러스의 의존성)은 그림에서 로그 스케일로 표시됩니다. XNUMX가는선.
증폭기의 출력에서 OS 신호를 병렬로 제거하고 (그림 56 참조) 주파수 독립 이득 β=R3/(R2+R3)=0,09의 분배기로 약화시켜 입력에 공급하십시오. 입력 신호와 직렬로. 트랜지스터 스테이지가 신호를 반전시키기 때문에 OS는 음수입니다. 이를 포함하면 OOS는 출력을 낮추고 증폭기의 입력 임피던스를 1 + βKo, 즉 10배 증가시킵니다. OOS를 사용하여 증폭기의 복잡한 이득을 찾습니다. K(jω) = Ko(jω)/[1+β(jω)Ko(jω)] = 100/(1 + jωRC)[1+9/(1 + jωRC)] = 10/(1 + jωRC*) , 여기서 C* = C/10. 무엇을 볼 수 있습니까? 게인은 10배 떨어졌고 10이 되었습니다. 그러나 주파수 응답의 컷오프 주파수는 10배 증가했으며 이는 증폭기 대역폭의 동일한 확장을 의미합니다. 모듈 차트 보기 | 케이(jω) | 동일하게 유지되면 그림에서 두꺼운 선으로 표시됩니다. 57. OOS가 있는 이 간단한 증폭기에서는 바람직하지 않은 현상(자기 여기, 주파수 응답의 피크)이 관찰되지 않습니다. 또 다른 것은 OOS가 여러 캐스케이드를 다루는 경우입니다. 스테이지 사이에 직접 연결된 실용적인 58 트랜지스터 증폭기 회로의 예가 그림 XNUMX에 나와 있습니다. XNUMX.
처음 두 트랜지스터는 기본 전압이 콜렉터 전압과 같고 0,5 ~ 0,6V인 소위 "장벽" 모드에서 작동합니다. 이 모드는 작은 신호를 증폭하는 데 매우 적합합니다. 출력단(VT3)은 공급 전압의 절반에 해당하는 컬렉터 전압으로 정상적으로 작동합니다. 세 캐스케이드 모두의 모드 안정화는 저항 R4를 통해 출력에서 증폭기 입력으로 피드백을 적용하여 달성됩니다. 또한 트랜지스터 VT1의 베이스에 필요한 바이어스 전류를 생성합니다. NFB는 입력 신호와 병렬로 적용되므로 증폭기의 입력 임피던스가 낮습니다. 종종 이러한 증폭기에서 고주파수에서 자체 여기가 관찰됩니다. 일반적으로 커패시턴스 C1, C2, C3을 추가하여 제거하려는 시도는 성공하지 못합니다. 생성 주파수는 감소하지만 여기가 더욱 강해집니다. 그 이유는 정확히 이러한 커패시턴스에 있으며 트랜지스터의 전극 간 커패시턴스는 여기에 충분합니다. 문제는 또한 입력 커패시턴스 C4에 의해 악화됩니다. 1개의 체인 R1C4-R4C45가 모두 동일한 시정수를 갖는다고 가정해 봅시다. 그런 다음 컷오프 주파수에서 위상을 각각 180°, 총 XNUMX° 이동합니다. 따라서 컷오프 주파수의 FOS는 PIC로 바뀝니다! 컷오프 주파수에서 체인에 의한 신호 감쇠는 0.74 = 0,25에 불과하며 저항 R4와 트랜지스터 VT1의 캐스케이드 입력 저항으로 형성된 분배기는 다소 큰 감쇠를 만들지 만 이득은 수만 개가 될 수 있습니다. 게인이 충분하지 않더라도 그림 59과 같이 더 높은 주파수에서 피드백이 있는 증폭기의 주파수 응답에 완전히 불필요한 피크가 나타납니다. XNUMX.
이러한 피크는 모든 RC 회로의 다른 시정 수에서도 유지됩니다 (트랜지스터 VT2, VT3 및 저항 R1, R2의 입력 저항의 병렬 연결을 고려하여 정확한 계산을 수행해야 함). 전체 증폭기 루프 - OS 회로에 대한 총 위상 편이가 180°에 접근하는 주파수에 있습니다. 이 불쾌한 효과를 제거하는 방법은 무엇입니까? OOS가 POS로 바뀌는 주파수에서 루프 게인(Cor 제품)을 4보다 작게 만드는 방법은 하나뿐입니다. 이를 위해 예를 들어 C4의 커패시턴스를 크게 높일 수 있습니다. 따라서 R4C4 체인의 컷오프 주파수를 낮추고 결과적으로 높은 주파수에서의 전송 계수를 낮춥니다. 커패시턴스가 큰 입력을 션트하는 것이 바람직하지 않은 경우 저항이 몇 킬로옴인 저항을 C4와 직렬로 연결할 수 있습니다(저항 RXNUMX는 일반적으로 메가옴으로 측정됨). 경우에 따라 신호 소스의 낮은 출력 임피던스가 이러한 저항 역할을 할 수 있으며 이 경우 커패시터 C4가 분리됩니다. 증폭기는 신호 소스가 연결되면 안정적이지만 전원이 꺼지면 자체 여자됩니다. 두 개의 저항 R4를 직렬로 연결하고 연결 지점과 공통 와이어 사이에 큰 커패시터를 연결하는 것이 더 좋습니다. 예를 들어 비례 통합 링크를 사용하는 보다 정교한 주파수 수정 방법도 있습니다(그림 60). 저항 R2의 저항 (그림 60, a)은 저항 R1보다 몇 배 작게 선택되며 저주파에서 2과 같은 전달 계수는 고주파에서 R1 / (R2 + R60) 값으로 감소합니다. 위상 편이는 먼저 주파수가 증가함에 따라 증가한 다음 충분히 높은 주파수에서 감소하고 XNUMX에 접근합니다. 또 다른 링크는 비슷한 특성을 가지고 있지만(그림 XNUMX,b) 입력 임피던스는 본질적으로 용량성이며 고주파수에서 감소합니다.
결론적으로 연산 증폭기(op-amps)에서 안정성 문제가 어떻게 해결되는지 살펴보겠습니다. 연산 증폭기는 100% OOS(β = 1)로 작동을 허용해야 하고 자체 이득 Ko가 수만, 수십만에 달하기 때문입니다. 일반적으로 그들은 연산 증폭기의 모든 단계를 매우 광대역으로 만들려고 노력하며 낮은 컷오프 주파수로 한 단계 (일반적으로 최대 이득도 제공) 만 수행하며 때로는 외부 보정 커패시터를 사용하기도합니다 (커패시터 C1에주의하십시오. 이전 장의 연산 증폭기 회로). 이 경우 매우 넓은 주파수 범위에서 증폭기의 주파수 응답은 옥타브당 6dB의 기울기를 가지며(그림 57 참조) 위상 편이는 90°를 초과하지 않습니다. 우리는 직류에서 시작하여 임의로 낮은 주파수의 신호를 증폭하는 단계 사이에 직접 연결된 증폭기만을 고려했습니다. 통과 대역 주파수가 더 낮은 커플링 커패시터가 있는 증폭기에서 피드백을 도입하면 저주파 영역에서 주파수 응답의 피크를 관찰할 수 있습니다. 이 경우 자기 여기는 "모터 노이즈", "드립핑" 등의 형태로 나타납니다. 이 경우 결합 커패시터와 후속 단계의 입력 저항으로 구성된 RC 회로에 의해 도입된 위상 편이를 계산해야 합니다. 어쨌든 OS 루프 내부에 그러한 체인이 둘 이상 있는 것은 바람직하지 않습니다. 따라서 위의 주요 결론을 공식화합시다. 루프의 위상 편이가 90을 초과하고 180 °에 접근하는 주파수에서 루프 게인이 XNUMX보다 작도록 피드백이있는 증폭기를 설계해야합니다. 더 자세히 그리고 훨씬 더 높은 수준에서 논의된 문제는 S. Ageev의 기사에서 논의됩니다.공통 피드백 증폭기에 대한 설계 고려 사항"라디오", 2003, No. 4, pp. 16-19. 기본 소스에 대한 링크도 있습니다. 저자: V.Polyakov, 모스크바
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