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라디오 전자 및 전기 공학의 백과사전 동적 열 안정성이 향상된 트랜지스터 UMZCH. 무선전자공학 및 전기공학 백과사전
무선 전자 및 전기 공학 백과사전 / 트랜지스터 전력 증폭기 이 기사에서는 바이폴라 트랜지스터에서 출력단의 동적 열 안정성을 향상시키는 기술 솔루션을 사용하는 UMZCH에 대해 설명합니다. 이러한 캐스케이드에서 고전력 트랜지스터의 전류 차단이 제거되어 스위칭 왜곡이 제거됩니다. 기사의 두 번째 부분에서는 사운드 재생 품질에 유익한 영향을 미치는 아래에서 증폭기 대역폭을 확장하기 위한 권장 사항이 제공됩니다. 유사한 UMZCH가 1998년 러시아 Hi-End 전시회에서 E. Aleshin에 의해 발표되었으며, 여기서 진공관 앰프와 충분히 경쟁했습니다.
UMZCH의 주요 열 방출원은 출력 단계이며 트랜지스터 전력 증폭기의 개발에서는 항상 열 안정화에 많은 관심을 기울였습니다. 80-90년대에는 고품질 UMZCH(예: [1-3])에서 그림 1과 같이 단순화된 출력단 회로가 가장 널리 사용되었습니다. 2. 열 안정성(트랜지스터 VT4, VT5, VTXNUMX를 공통 방열판에 배치한 경우), 전달 계수의 높은 차단 주파수 및 낮은 출력 저항이 장점입니다. 그러나 수동 암의 전류 차단과 신호 레벨이 변경될 때 트랜지스터 접합부의 온도 변동으로 인한 출력 트랜지스터의 대기 전류의 동적 불안정성은 스위칭 왜곡의 증가에 기여합니다. 이러한 기능은 사운드 재생의 주관적인 평가와 신뢰성을 악화시킵니다. 동적 모드 안정화 정보 몇 년 전 Khabarovsk 발명가 E. Aleshin은 트랜지스터 캐스케이드의 작동 모드(대기 전류)를 안정화하는 방법을 제안했습니다[4,5, 6]. 이를 통해 동적 온도 불안정성을 한 차원 낮추고 전류 차단을 제거할 수 있었습니다. UMZCH 푸시풀 출력 캐스케이드에서 전류 재분배를 보다 정확하게 만듭니다("병렬" 증폭기[XNUMX]에서와 같이).
무화과에. 2는 전류 피드백이 있는 증폭기의 단순화된 회로를 보여줍니다[2](A1은 푸시-풀 팔로워). 여기서 프로토타입과 달리 출력단의 동작점은 E. Aleshin이 제안한 노드를 사용하여 안정화됩니다. 대기 전류 안정기는 VT3, VT4 및 VD1, VD2 요소에서 만들어집니다. 통과 전류가 강력한 트랜지스터 VT5, VT6 및 직렬로 연결된 비선형 요소(다이오드 VD1, VD2)를 통해 흐르면 후자에 전압 강하가 형성되며, 이는 트랜지스터 VT3, VT4의 개방 임계값에 도달하면, 베이스 및 콜렉터 전류가 나타나 트랜지스터 VT5, VT6의 입력 전류를 줄입니다. 결과적으로 출력단의 트랜지스터를 통한 통과 전류는 제한되고 따라서 다이오드 VD1, VD2 - 전류 센서를 통과하는 전류가 제한됩니다. 정적(장기) 열 안정성은 그림 1의 구성표에서와 같이 달성됩니다. 3, 다이오드 VD4, VD1와 트랜지스터 VT2, VTXNUMX의 열 접촉을 제공합니다. 동적 안정화는 강력한 트랜지스터보다 다이오드의 발열이 적기 때문에 훨씬 우수하며 이러한 다이오드와 트랜지스터의 결정체가 부피가 비슷하면 효과를 얻을 수 있습니다. 신호가 있는 경우 다이오드의 대수 CVC로 인해 부하를 통해 다이오드 VD1과 VD2 사이에 전류가 원활하게 재분배됩니다. 또한 출력 트랜지스터의 전류 차단을 제외하고는 이들을 통과하는 전류가 3으로 감소하지 않습니다. 패시브 숄더를 통한 전류는 트랜지스터 VT4, VT1의 베이스(즉, VD2, VDXNUMX에 병렬) 사이에 저항을 포함함으로써 크게 증가할 수 있습니다. 동시에 강력한 트랜지스터의 온도나 이 트랜지스터의 베이스 및 이미 터 회로에 있는 저항기(있는 경우)의 전압 강하는 정지 전류와 신호가 있을 때 암 사이의 분포에 영향을 주지 않습니다. 안정화 조건(Σ UBe = Σ UVd)을 제공하기 위해 이미 터 접합에 의해 병렬로 연결된 다이오드와 트랜지스터를 선택하는 것이 어려울 수 있습니다. 실제로 적합한 유형의 장치를 찾는 것만으로도 충분하며 사본을 선택할 필요는 없습니다. 또한, 동작점을 조정하는 간단한 방법이 있는데, 이는 제안하는 UMZCH의 설명에서 후술할 것이다. 열 왜곡에 대해 여기에서는 트랜지스터 증폭기를 설계할 때 열 왜곡과 제거 방법에 대해 조금 이야기하는 것이 적절합니다. 열 왜곡은 신호 자체(전류)가 증폭기 소자의 온도에 민감한 매개변수에 미치는 열적 영향으로 인해 전기 회로 또는 증폭 단계를 통과할 때 신호에 발생하는 변화입니다. 수동 회로의 열 왜곡의 예는 보이스 코일의 가열로 인한 동적 헤드의 신호 압축입니다(특히 고출력, 고온 헤드). 반도체 장치에서 흐르는 신호 전류의 작용으로 결정 온도가 증가하면 다이오드의 순방향 전압(-2,2mV/K), 바이폴라의 베이스-이미터 전압과 같은 기본 매개변수가 변경됩니다. 트랜지스터(-2,1mV/K), 바이폴라 트랜지스터의 정적 전류 전달 계수(+0,5%/K) 등 열 공정은 결정과 장치 케이스의 실제 열용량으로 인해 관성 특성을 갖습니다. 따라서 트랜지스터의 전열 프로세스는 매개 변수의 순간 값을 변경할 뿐만 아니라 전기 회로 및 증폭 단계에서 "메모리" 효과를 생성합니다. 증폭 캐스케이드의 열 메모리는 강력한 신호에 노출된 후 시간에 따라 변하는 매개변수로 나타납니다. 신호의 일정한 성분의 이동(비정상 가산 오차). 후자는 신호 경로 회로에서 커패시터의 유전체 흡수의 징후와 유사합니다. 이러한 프로세스는 재생된 사운드의 품질을 저하시키는 선형 및 비선형 신호 왜곡을 생성합니다[7]. 기존의 열 안정화는 반도체 장치 내부의 열 프로세스의 시간 상수에 비해 장치의 열 프로세스의 훨씬 더 큰 시간 상수로 인해 캐스케이드의 동적 열 안정성을 크게 향상시킬 수 없다는 점에 특히 유의해야 합니다. 이것은 모놀리식 미세 회로의 경우에도 부분적으로 사실입니다. 분명히 반도체 장치의 열 메모리와 관련된 문제를 제거하려면 장치 결정의 온도 변동이나 증폭기 매개변수에 미치는 영향을 줄이는 회로 솔루션을 사용해야 합니다. 이러한 솔루션은 다음과 같습니다. - 반도체 장치의 등온 작동 모드[8];
UMZCH 체계에 대한 설명 전력 증폭기는 표시된 블록 다이어그램에 해당하는 개략도 (그림 3)에 따라 만들어집니다.
주요 기술 특성 정격 입력 전압, V...........1
입력에서 RF 간섭을 줄이기 위해 저역 통과 필터 R1C2가 입력에 설치됩니다. 동일한 회로에는 증폭기 입력단을 과부하로부터 보호하기 위해 요소 R3, R4, C1, C3, VD1 -VD4에 입력 전압 제한기가 포함되어 있습니다. 볼륨 컨트롤(VR)의 입력 신호는 저역 통과 필터를 통해 "병렬" 리피터 VT1, VT2, VT4, VT5([10]에서는 의사 푸시 풀 이미터 팔로워라고 함)로 공급됩니다. 저항 R5, R6은 입력 전류의 균형을 맞추는 역할을 합니다. 즉, 입력 바이폴라 트랜지스터의 정적 전류 전달 계수의 차이로 인해 발생하고 입력에서 바이어스 전압을 생성하는 RG를 통과하는 전류의 일정한 구성 요소를 제거하는 역할을 합니다. 커패시터 C6은 무선 주파수에서 입력단의 자체 여기를 방지합니다. 리피터의 정적 작동 모드는 파라메트릭 안정기 R7VD5, R12VD6에 의한 공급 전압에 의해 안정화되고 저항 R8-R11, R16, R17T8K에 의해 설정되므로 휴지 상태에서는 리피터 단계의 트랜지스터 간의 열 전력 차이가 작습니다. 정적 모드와 결합하여 요소 R13, R14, R24, R25에 의해 결정되는 동적 열 모드는 신호가 있을 때 중계기 트랜지스터의 전력 변동과 순간 전력의 차이를 최소화하는 방식으로 선택됩니다. 트랜지스터 VT1 및 VT4(VT2 및 VT5)를 사용하여 결정 사이의 최소 순간 온도 차이를 얻습니다. 이는 첫 번째 단계와 두 번째 단계의 IBE 트랜지스터 전압의 열 변동을 빼고 중계기 출력, 즉 증폭기 출력의 신호 전압이 열 왜곡을 최소화하도록 수행됩니다. "신호 전압 메모리"(비정상 추가 오류)로 사용됩니다. 분배기 R26R16 및 R27R17을 통한 증폭기 출력의 전압은 "병렬"팔로워의 출력 - 이미 터 VT4, VT5를 통해 전류를 변경합니다. 즉, 편차에 비례하여 오류 전류가 형성됩니다. 증폭기의 출력 전압을 입력에서 UMZCH 이득으로 나눈 값입니다. 전류 팔로워 VT3(VT6)을 통한 역위상 오차 전류는 전류 증폭기 VT13(VT14)에 공급됩니다. 출력은 저항 R39, R40 및 출력 팔로워 VT15, VT16의 입력 임피던스에 로드되며, 여기에서 전압이 할당되고(즉, 임피던스 변환 단계) 출력 팔로워를 통해 부하(AC)에 공급됩니다. 저항 R41은 오류 전류 증폭기(VT13, VT14)의 대기 전류를 결정하고 R39, R40을 통해 흐르는 전류로 인해 이 단계의 수동 암이 닫히지 않도록 선택됩니다. 후자는 일반 NF 루프에서 주파수에서 첫 번째 극을 위로 이동합니다. OOS 루프의 주파수 보정은 임피던스 변환 단계와 "병렬" 팔로워의 출력 사이에 연결된 커패시터 SYU, C11에 의해 수행됩니다. 이들의 포함은 앰프가 낮은 임피던스 부하, 즉 스피커에 로드될 때 앰프의 과도 응답을 향상시킵니다[2]. 위상 어드밴스 보정은 R28C7 및 R29C8 회로에 의해 수행됩니다. 트리머 저항 R15는 UMZCH DC 출력에서 오프셋을 제거하는 역할을 합니다. 출력 단계의 이미 터 전류는 전류 센서 - 다이오드 VD11-VD14를 통해 흐릅니다. 출력단의 통과 전류의 순시 값에 대한 정보를 포함하는 다이오드의 전압은 분배기 R42R36R37R43을 통해 차동 증폭기 VT11, VT12에 공급되어 전류로 변환됩니다. 컬렉터 VT11, VT12에서 전류 미러 VT7, VT9(VT8, VT10)를 통과하는 전류가 오류 전류 증폭기의 입력에 공급되어 입력 전류가 감소합니다. 이 전류의 변화는 양쪽 암에서 동위상이기 때문에("병렬" 팔로워의 오차 전류와 달리) 오차 증폭기의 통과 전류와 그에 따른 출력단의 변화로 이어지지만 변경되지는 않습니다. 출력 전압. 따라서 출력단의 대기 전류가 안정화됩니다. R38C13 회로는 안정화 장치의 매개변수 여기를 방지하고 R42, R43과 함께 OOS 루프에서 주파수 보정을 수행합니다. 안정화 장치를 연결하는 방법은 그림 2의 다이어그램과 다소 다릅니다. 3, 그러나 이것은 중요하지 않으며 다양한 구조의 증폭기에서는 다른 방식으로 구현될 수 있습니다. 그러나 이 경우 안정화 피드백 트랜지스터(그림 4의 VT2, VT11 및 그림 12의 VT3, VTXNUMX)의 동적 온도 변동도 동작점의 열 안정성에 영향을 미친다는 점을 고려해야 합니다. 그러나 다이오드와 비교하여 반대 방향으로 이동합니다 - 전류 센서. 다이오드 VD7-VD10은 보호 기능이 있으며 과도 상태(예: 전원이 켜지거나 강한 임펄스 노이즈가 발생하는 경우) 동안 대기 전류 안정화의 OOS가 열리는 것을 방지하고 출력 단계. DiodeYu9(VD10)는 또한 전류 미러 트랜지스터 VT7(VT8)에 걸쳐 추가적인 전압 강하를 생성하여 특성의 보다 선형적인 부분을 가져옵니다. 구조 및 세부 사항 증폭기는 범용 브레드 보드에서 작성자가 조립합니다. 출력단의 강력한 트랜지스터는 절연 열전도 패드를 통해 열 저항이 2K / W 이하인 공통 방열판에 설치됩니다. 강력한 다이오드는 트랜지스터 VT11, VT12와 함께 15K / W 이하의 열 저항으로 공통 와이어에 연결된 별도의 방열판에 배치됩니다. 가장 높은 순방향 전압을 가진 다이오드의 반대쪽 판 방열판의 반대쪽에 트랜지스터를 설치하는 것이 좋습니다(그림 3에서와 같이 유형이 다른 경우). VT11는 VD12과 반대입니다. 트랜지스터 VT12, VT13는 열 저항이 13...14 K/W인 소형 방열판에 설치됩니다. 또한 출력단 다이오드가 있는 방열판에 배치할 수도 있지만 이는 대기 전류의 정적 열 안정성을 악화시킵니다. 이 실시예에서, 전체 방열판의 열 저항은 20K/W 이하이어야 합니다. 고정 저항 - 금속 필름, 튜닝 - 다중 회전. 저항 R8-R11, R16-R18, R23, R26, R27, R32, R35 - 허용 오차 ±1%; ± 5%의 허용 오차 또는 E96 시리즈의 표시된 등급에 가장 가까운 정밀도를 가진 일반 제품에서 선택할 수 있습니다. 나머지 고정 저항의 허용 오차는 ±5%입니다. 산화물 커패시터 C14, C15 - 스위칭 전원 공급 장치에 사용되는 낮은 임피던스(낮은 ESR); 지정된 정격 전압의 비극성 - 필름. 커패시터 C2, C10, C11은 바람직하게는 폴리스티렌 또는 폴리프로필렌 유전체와 함께 사용되며 나머지는 X25R 유전체(또는 NPO, C50 C7의 경우 COG 그룹)가 있는 6 또는 8V 전압용 세라믹입니다. 제너 다이오드 VD5, VD6은 정밀도가 ± 1%이며 허용 오차가 ± 2%인 다른 다이오드(예: BZX55B)를 사용하거나 ± 5%(BZX55C) 범위에서 선택할 수도 있습니다. 다이오드 VD7-VD10 - 1A의 전류에서 순방향 전압이 0,6 ... 0,7V인 평균 전류 0,1A에 대한 초고속(초고속). 출력 단계 다이오드는 강력한 쇼트키 다이오드 또는 평균에 대한 초고속일 수 있습니다. 10A 이상의 전류. 암에 있는 다이오드의 유형과 수를 조합하여 사용할 수 있습니다. 이를 통해 흐르는 주어진 대기 전류에 대한 총 전압 강하는 0,7 ... 0,9V 이내여야 합니다. 예를 들어 VD12(VD13) 다이오드는 직렬로 연결된 두 개의 MBR1045 또는 MBR1035로 교체할 수 있습니다. 20A 이상의 전류용 다이오드를 사용하는 것이 더 큰 결정체적을 가지므로 더 나은 동적 열적 안정성을 제공할 수 있기 때문에 바람직합니다. "병렬" 리피터의 트랜지스터 BC550C, BC560C는 문자 인덱스 C 또는 B가 있는 BC550B, BC560B 또는 BC549, BC559로, 다른 위치에서도 문자 인덱스 C 또는 B547이 있는 BC557, BC546 또는 BC556, BC11으로 교체할 수 있습니다. 트랜지스터 VT12 , VT0,1 - 낮은 접합 커패시턴스, 허용 가능한 직접 컬렉터 전류 60A 및 컬렉터 이미 터 전압 2V 이상의 저전력 고주파. 문자 인덱스가있는 1540SA2, 3955SC546 또는 BC556, BC13도 적합합니다. 후자의 경우 안정화 장치의 안정성 마진이 다소 감소합니다. 트랜지스터 VT14, VT1 - 허용 가능한 직류 컬렉터 전류가 60A 이상이고 컬렉터-이미터 전압이 2V 이상인 고주파 중간 전력; h2ia의 값이 큰 인스턴스를 사용하는 것이 바람직합니다. 출력 트랜지스터는 1302SA2, 3281SC213, 바람직하게는 그룹 O(파라미터 h213의 값이 큼)일 수 있습니다. hXNUMX의 가까운 값에 따라 모든 단계의 트랜지스터의 상보적 쌍을 선택하는 것이 바람직합니다. "병렬" 팔로워의 트랜지스터는 동일한 배치에서 가장 잘 사용되며 전류 미러 트랜지스터에도 동일하게 적용됩니다. 방사성 원소를 선택할 때 [3](No. 1, pp. 18-20)에 설명된 권장 사항에 따라 선택할 수 있습니다. UMZCH 영양이 불안정할 수 있습니다. 공통 전선 및 전원 공급 장치의 설치는 잘 알려진 규칙에 따라 수행됩니다. C1-C5, R2, VD3-VD6 요소와 앰프 입력을 볼륨 컨트롤에 연결하는 케이블 화면이 입력 로컬 "접지"에 할당된다는 점만 유의하십시오.
매개변수 설정 및 측정 처음으로 켜기 전에 전원 회로의 가용성 링크는 저항이 22...33Ω이고 전력이 5W인 저항기로 교체되고 트리머 저항기 슬라이더는 중간 위치로 설정됩니다(저항기의 경우). R37 - 최대 저항 위치까지). 부하가 연결 해제되고 입력이 닫힙니다. 공급 전압을 천천히 증가시킴으로써 두 전원 회로의 전류 소비가 제어됩니다. 0,15A를 초과해서는 안 됩니다. 커패시터 C14, C15의 전압을 +/-18V로 가져온 후 다이어그램에 표시된 전압을 확인하십시오. 다이오드 VD3, VD4에는 1,5...1,7V가 있어야 합니다. 제너 다이오드에 VD5, VD6 - 각각 7,4...7,6 V 출력 전압은 ±0,3 V 이내이어야 하며, 전원 공급 장치에서 소비되는 전류는 동일해야 합니다. 공급 전압을 +/-25V(C14, C15에서)로 높인 후 표시된 전압과 전류 소비를 다시 확인하십시오. 오실로스코프로 출력 전압을 모니터링하여 증폭기가 자려되지 않는지 확인하십시오. 그런 다음 트리밍 저항 R15를 사용하여 출력에서 최소 정전압을 설정합니다. 다음으로 트리밍 저항 R37을 사용하여 출력단의 대기 전류를 설정하고 필요한 경우 R36을 선택합니다. 밀리볼트미터로 출력 전압을 모니터링하여 입력을 열고 트리밍 저항 R6을 사용하여 출력 전압을 개방 전과 동일한 전압으로 설정합니다. 그런 다음 입력을 다시 닫으면 저항 R15를 사용하여 출력의 오프셋 전압을 최대한 정확하게 최소화합니다. 입력을 연 후 출력 전압을 다시 확인하고 필요한 경우 저항 R6을 사용하여 출력 전압을 XNUMX으로 만듭니다. 테스트 신호(주파수 1kHz의 정현파 및 구불구불한 신호)를 사용하여 다양한 진폭에서 제한까지 자가 여기가 없는지 확인합니다. 세 가지 유형의 자가 여기가 가능합니다(예: 다른 유형의 트랜지스터 사용으로 인해). 첫 번째는 일반적으로 커패시터 C10 및 C11의 커패시턴스를 증가시켜 제거되는 일반 피드백 루프의 과도한 위상 편이와 관련됩니다. 이 경우 OOS 루프의 첫 번째 극 주파수의 해당 감소와 출력의 최대 전압 상승률을 고려해야 합니다. 두 번째는 대기 전류 안정화 장치의 OOS 루프의 위상 변이로 인한 것입니다. 이는 저항 R38의 저항을 감소시킴으로써 감소됩니다. 세 번째 유형은 정지 전류 안정화 장치의 파라메트릭 여기로, 신호가 없을 때 출력에서 명확하게 볼 수 있습니다(이 경우 전류 제한이 없으면 최대 수 암페어의 전류가 출력단을 통해 흐릅니다). 전원 회로의 저항기). 이는 저항 R38을 증가시켜 제거됩니다. 보시다시피, 이 저항기에 대한 요구 사항은 모순됩니다. 따라서 (필요한 경우) 최적의 저항을 결정하려면 자기 여기가 아직 발생하지 않는 상한 및 하한을 찾고 다음과 같이 최적의 값을 계산해야 합니다. 산술 평균. 기생 연결과 인덕턴스가 결과를 왜곡하지 않도록 와이어 없이 보드에 직접 납땜하는 경우 이 절차에 트리밍 저항기를 사용할 수 있습니다. 충분한 안정성 여유를 보장하려면 발견된 상한 및 하한 경계의 비율이 3보다 커야 합니다. 그렇지 않으면 트랜지스터 VT11, VT12를 다른 유형으로 교체해야 합니다. 또 다른 방법으로는 커패시터(C13)의 용량을 높이는 방법이 있으나 이는 대기전류 안정화부의 속도를 감소시키기 때문에 바람직하지 않다. 이제 퓨즈 링크를 설치하고 등가 부하(4Ω 50W 저항기)를 연결할 수 있습니다. 테스트 신호에 자가 자극이 없는지 다시 확인하십시오. 마지막으로 스펙트럼 분석기를 사용할 수 있는 경우 트리밍 저항 R30은 주파수 1kHz, 부하 전력 40W의 테스트 신호를 입력에 적용할 때 15차 고조파 레벨을 최소화합니다. 동시에 출력에 전압 오프셋이 나타나는 경우(신호 없음) R30를 사용하여 이를 다시 최소화해야 합니다. 최후의 수단으로 저항 R31, R26을 제거하고 R27과 동일한 값의 RXNUMX을 설치하여 고조파 조정을 건너뛸 수 있습니다. 튜닝 후 앰프에는 다음 매개 변수가 있습니다. 입력 전압이 1V인 경우 임피던스가 4Ω(최대 60도 위상 편이)인 부하의 출력 전력은 50W입니다. 출력 전압의 상승률은 최소 100V/μs입니다. 10Ω 부하에서 22W의 출력 전력을 갖는 40Hz~4kHz 주파수 대역의 고조파 왜곡 수준은 0,02Ω 부하에서 20W의 출력 전력을 사용하여 8%를 넘지 않습니다. 0,016%를 넘지 않습니다. 19Ω 부하에서 20W의 피크 출력 전력에서 상호 변조 왜곡(1:1 진폭 비율의 주파수 40 및 4kHz) 수준 - 0,01%, 부하에서 20W의 피크 출력 전력에서 8옴 - 0,008%. 신호 소스 저항이 0,13 및 26kOhm인 경우 IEC-A 특성에 따라 가중치가 부여된 잡음 수준은 각각 -101, -89, -85dB로 약간 다릅니다. 17Hz - 최소 100dB의 주파수에서 공급 전압 리플(+/-70V 이상)을 억제합니다. 부하 저항이 4Ω인 일반 피드백 루프의 첫 번째 극점은 20kHz의 주파수에 있습니다. 부하 저항이 2Ω 이상인 전체 환경 보호 계수의 안정성 마진은 12dB 이상입니다. 그림 4와 5는 부하 저항이 1Ω과 4Ω인 8kHz의 주파수에서 출력 전력에 대한 총 고조파 왜곡(THD)과 짝수(EVEN) 및 홀수(ODD) 고조파 계수의 의존성을 보여줍니다. , 각각 그림에서 6 및 7 - 40Ω 부하에서 4W, 20Ω 부하에서 8W의 출력 전력을 갖는 주파수에서 동일합니다.
비선형성 측정은 13kOhm의 신호 소스 저항으로 수행되었으므로 측정 결과에는 입력 비선형성도 고려됩니다(실제로는 전체보다 훨씬 작음). 13kΩ과 26kΩ의 신호 소스 저항은 공칭 저항이 각각 50kΩ과 100kΩ인 볼륨 조절 슬라이더의 중간 위치에 해당합니다. 공급 전압을 켜고 끌 때 UMZCH의 과도 현상이 미미하므로 켜기 지연 장치 없이 스피커를 연결할 수 있습니다. 불안정한 전원 공급 장치를 사용하는 저자의 설계에서 이 프로세스의 진폭은 켜져 있을 때 약 40ms 동안 ±20mV를 초과하지 않으며, 꺼지면 최대 몇 시간 동안 ±60mV를 넘지 않습니다. 초. 파라메트릭 안정기를 LM3, LM317을 사용하는 저잡음 일체형 안정기[337]로 교체하고 안정화 전압을 7,5±0,1V로 설정하면 공급 전압 리플 억제를 높일 수 있습니다. 일관되게 낮은 비선형성을 얻고 스위칭 왜곡이 없으며 소위 형식 왜곡(FI)을 줄이기 위해 출력단의 대기 전류를 다소 높게 선택합니다. FI의 본질은 전달 특성의 비단조적 비선형성입니다. 즉, 특성의 다른 섹션에서 FI는 다른 함수로 설명되거나 함수가 다른 매개변수를 갖습니다. 결과적으로 저주파 성분의 진동에 의해 전달 특성을 따라 이동된 신호는 고조파 및 상호 변조 스펙트럼을 변경합니다. 신호 진폭이 변할 때 고조파 포락선은 신호 포락선과 일치하지 않으며 귀는 이를 소리의 미세한 구조 변화로 식별할 수 있습니다. 설명된 UMZCH와 그림 1의 회로에 따른 캐스케이드가 있는 증폭기에서 수행된 출력단의 대기 전류의 동적 열 안정성에 대한 비교 측정. 1. 다른 모든 조건(모드 및 구성요소)이 동일할 경우 XNUMX~XNUMX배 정도 개선되는 것으로 나타났습니다. 위에서 언급한 것처럼 더 높은 전류의 다이오드를 사용하면 더 나은 결과를 얻을 수 있습니다. 동적 열 안정성은 출력단에서 부하 전류에 의한 짧은(최대 XNUMX초) 펄스 효과 전후의 정지 전류의 순시값을 비교하여 결정되었습니다. 대역폭 제한 낮추기 정보 전력 증폭기는 입력에서 커플링 커패시터 없이 사용할 수 있으므로 XNUMXHz의 대역폭 제한을 얻을 수 있습니다(E. Aleshin의 또 다른 아이디어가 전체 오디오 경로에 적용됨). 이 경우 출력에서 XNUMX의 안정성을 향상시키려면 서보 제어(DC OOS)를 사용하는 것이 좋습니다. 증폭기에서 이러한 장치의 가능한 다이어그램이 그림 8에 나와 있습니다. 11; 이는 전달 특성이 12에 가까운 선형 구간을 갖는 비선형 직류 피드백 [1.1, 1.2] 구현의 변형입니다. 연산 증폭기 DA5의 첫 번째 단계는 UMZCH 출력의 전압을 증폭하고 대칭적으로 제한하며 작은 신호 진폭의 경우 캐스케이드는 거의 선형입니다. 두 번째 - 연산 증폭기 DA6 - 적분기는 출력에서 저항 R1, R2을 통한 전류가 전력 증폭기의 일반 OOS 전류를 합산하는 지점에 공급됩니다. 트랜지스터 VT6,8, VT10는 연산 증폭기(+/-0,125V)에 대해 안정화된 공급 전압을 형성합니다. 통합 안정 장치가 UMZCH(위 참조)에 설치된 경우 저항(XNUMX Ohm, XNUMX W)을 통해 안정 장치에서 연산 증폭기에 전원을 공급하여 이러한 트랜지스터를 제거할 수 있습니다.
연산 증폭기는 입력에 전계 효과 트랜지스터가 있고 공급 전압이 +/-6,5V인 모든 것이 될 수 있으며 DA3의 경우 최소 1.1mA, DA30의 경우 1.2mA의 출력 전류를 제공합니다. 트랜지스터 - h21E가 60보다 큰 모든 중간 전력. TO-220 패키지에 있는 경우 방열판이 필요하지 않지만 더 작은 경우 각각 0,6W를 효과적으로 소산할 수 있는 방열판이 필요합니다. 쇼트키 다이오드 - 최소 순방향 전압(0,4mA에서 2V 미만)을 가지며 역방향 전압 100V에서 접합 커패시턴스가 1pF 미만인 저전력 다이오드입니다. 커패시터 C1은 필름(폴리에틸렌 테레프탈레이트)이며, 나머지는 X7R 유전체와 정격 전압이 25B(또는 50)인 세라믹입니다. 트리머 저항은 작은 크기일 수 있지만 다회전 저항을 사용하는 것이 더 안정적입니다. 설정된 UMZCH에 연결된 DC를 통해 비선형 피드백 루프를 설정하면 톤 신호가 입력에 적용될 때 증폭기 출력에서 1으로 설정됩니다(주파수 10kHz의 정현파). 출력에서의 클램핑 전압. 보다 정확하게는 신호가 없을 때와 동일한 전압(수 밀리볼트)을 설정해야 합니다. 부하(등가)를 연결해야 합니다. 출력 전압은 저역 통과 필터(R = 1kOhm, C = 1μF)를 통해 출력에 연결된 DC 밀리볼트계로 측정됩니다. 테스트 신호에는 1% 이상의 짝수 고조파가 포함되어서는 안 됩니다. 커패시터 C0,1의 정전 용량을 일시적으로 XNUMXμF로 줄임으로써 설정 프로세스 속도를 높일 수 있습니다. 이용 가능한 정보, 특히 [13]에 따르면, 이러한 장치는 0,02Hz보다 훨씬 높은 낮은 대역폭 제한을 사용하여 장비에서 녹음된 음질을 향상시킬 수 있습니다. 분명히 이는 펄스 신호가 통과할 때 미분 회로(예: 단간 커패시터)에서 발생하는 기록에서 사용할 수 있는 상대적으로 느린 기생 신호 오프셋의 "트리밍"으로 인해 발생합니다. 이는 오디오(음악) 정보입니다. 전자 경로 [12] - 아래를 참조하세요. 이를 위해서는 DA1.2 캐스케이드의 적분 상수가 충분히 작아야 하지만, 낮은 볼륨에서 재생되는 사운드의 저주파 함량을 눈에 띄게 줄일 만큼 작아서는 안 됩니다. 그림의 다이어그램의 경우 도 8에서 이는 1μF 정도의 커패시턴스 C0,1에 해당합니다. 이 노드를 반복하는 사람들은 다양한 볼륨 수준에서 적분 상수를 변경하여 실험해야 합니다. 마이크에서 스피커까지의 오디오 경로의 주파수 경계로서 "0Hz", 더 정확하게는 "거의 0Hz"라는 아이디어는 저주파와 적외선을 구별하는 일반적으로 사용되는 회로의 포기를 의미합니다. -주파수 신호 - 실제 고려 사항인 OOS 회로의 단간 커패시터 및 적분기는 상대적으로 작은 시상수 값을 갖습니다. 이러한 필터를 사용하면 선형 왜곡이 비정상 신호(사운드, 음악)에 도입되어 재생되는 사운드의 주관적인 인식에 부정적인 영향을 미칩니다. 그림에서. 그림 9는 신호 발진의 첫 번째 주기의 주파수보다 한 단계 낮은 차단 주파수를 갖는 XNUMX개의 XNUMX차 미분 회로(굵은 선)를 통과할 때 대칭형 비정상 신호가 어떻게 변화하는지 보여줍니다. 전환 프로세스의 지수 부분은 점선으로 표시됩니다. 왜곡은 저주파 영역에서 필터에 의해 생성된 고급 위상 변이로 인해 발생하며, 이는 사운드 공격의 "번짐"을 초래합니다[14]. 즉, 저주파 영역의 청각 시스템에서 신호를 분석할 때 시간 요인이 우세하기 때문에 주파수가 감소함에 따라 청각 민감도가 증가하는 소리 진동의 포락선이 왜곡됩니다. 소리의 조화 성분 사이의 위상 변화는 음색의 감각을 변화시킬 수도 있습니다[15]. 이 경우 신호 진폭이 증가하여 동적 범위가 몇 데시벨 증가하고 그에 따라 경로의 동적 범위가 동일한 값으로 감소합니다. 이 값이 클수록 신호에 비해 고역 통과 필터 차단 주파수가 높아집니다. 빈도. 한계 내에서 진폭 증가는 구형파 신호에서 +6dB입니다(실제로는 항상 더 작습니다). 고급 위상 변이의 또 다른 결과는 사운드 재생 품질에 간접적으로 영향을 미칩니다. 이는 저주파 및 저주파 성분의 진폭 변화와 위상 변화가 9을 기준으로 신호 중심선의 변동을 초래한다는 사실에 있습니다. 그림의 점선. 그림 XNUMX는 원래 신호에는 없었던 중심선의 "슬라이딩"을 보여줍니다.
이 "슬립"과 사운드 저하 사이의 연관성을 이해하려면 증폭 단계, 특히 전력 증폭기의 전달 특성이 비선형일 뿐만 아니라 일반적으로 비단조적인 비선형성을 갖는다는 점을 고려해야 합니다. (즉, FI가 발생함) 이는 전달 특성을 따라 "미끄러지는" 이동하는 신호가 고조파 및 상호 변조의 스펙트럼 변화를 갖는다는 것을 의미합니다. 즉, 신호에 대한 비선형성이 비정상적으로 됩니다. E. Aleshin 아이디어 작성자의 관찰에 따르면 후자의 상황은 음질을 크게 악화시켜 청력이 경로의 비선형성에 적응하지 못하게 합니다. 신호 "슬립"의 또 다른 부정적인 결과는 전기음향 변환 중에 발생합니다. 이러한 "미끄러지는" 신호가 소리 방출 헤드에 의해 재생될 때 도플러 효과로 인해 소리 스펙트럼의 이동이 발생합니다. 실제 사운드 신호를 재생할 때 이로 인해 사운드의 추가 주파수 변조(폭발)가 발생하고, 알려진 바와 같이 주관적인 사운드 재생 품질도 저하됩니다. 문학 :1. 충실도가 높은 Sukhov N. UMZCH. - 라디오, 1989, No. 6, p. 55-57; 7호, p. 57-61.
발행: radioradar.net
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