EA급 앰프(Super A, Non-switching). 무선 전자 및 전기 공학 백과사전

무선 전자 및 전기 공학 백과사전 / 트랜지스터 전력 증폭기

 기사에 대한 의견

(XNUMX가지 옵션)

작동 원리 및 제조 원리를 연구하기 위해 자세한 설명이 제공됩니다.

이 오디오 파워 앰프는 다음 조건에서 설계되었습니다.
1. 증폭기는 제작 및 튜닝이 용이하고 반복이 가능해야 한다.
2. UM은 사운드 트랙에 따라 소리의 부드러움과 단단함을 동시에 가져야 합니다.
3. PA 회로는 완전히 대칭이어야 합니다.
4. 모든 품질 매개변수는 연산 증폭기에서 설정해야 하며 출력 단계는 이를 정확하게 반복해야 합니다.
5. 회로 대칭을 위해 상보적(pn 및 np) 트랜지스터 쌍만 사용합니다.
6. 터미널 단계(A, EA, AB,)의 작동 모드를 선택하는 기능.
(이러한 모드에서 출력 트랜지스터는 부드럽게 닫히고 열립니다).
7. 회로를 변경하지 않고 전계 효과 트랜지스터를 사용합니다(바이어스 조정만으로).
8. 전력 소모에 둔감함(안정된 전원 공급 장치가 필요하지 않음).
9. PA를 기존 장비에 통합할 수 있는 능력을 위한 다양한 열 조건을 설정하는 능력 및 수익성.
10. 불안정성 및 전력 감소로 인한 왜곡을 줄이기 위해 비교적 안정적인 전압 또는 전류의 유용한 신호만으로 트랜지스터 모드를 형성합니다.

운영 원칙

처음에 이 UMZCH(그림 1)는 증폭기의 비선형 왜곡을 연구하기 위한 모델로 개발되었습니다. 입력 단계는 "스텝" 왜곡이 전혀 없어야 했습니다. 이를 위해 "병렬"이라는 이름을받은 + 및 - 전원 공급 장치 (VT1, VT2) 사이에 병렬로 연결된 캐스케이드가 가장 적합합니다. 이미터 VT1(VT2)는 VT5(VT6)(모드 A, EA, AB, B)를 닫는 순간과 특성을 제어할 수 있도록 음의 입력 전압 아래의 전위에 연결되었습니다. 그런 다음 에미 터 VT1, VT2에 피드백 전압 (OOS)을 R5 (R6)를 통해 이미 형성된 병렬 (복합) 캐스케이드에 공급하여 이미 터 VT1 (VT2)의 전위를 낮추어 급격한 VT5(VT6 )의 폐쇄 및 개방, 따라서 EA 모드에서 대기 전류를 형성합니다.

연구 결과는 출력 전류의 오실로그램으로 요약됩니다(그림 2). 여기서 (1)은 부하의 전류, +I는 전류 VT5, -I는 전류 VT6입니다. 모드는 왜곡의 출현에 대한 임계값을 결정하기 위해 의도적으로 설정되었습니다. 포인트 2 - VT5가 급격히 닫히고 VT6이 아직 열리지 않은 모드 B의 "스텝"유형 왜곡. 포인트 2에서는 신호 구성에 있거나 두 주파수가 증폭기 입력에 동시에 공급될 때 다른 주파수의 신호 버스트가 가능합니다. 이러한 PA는 고조파 계수를 가지며 HF는 쉿하는 배음과 함께 날카롭게 들리며 정현파는 감소-상승 기울기가 증가합니다. 작은 신호에 천천히 열리던 트랜지스터가 갑자기 열리면서 신호가 왜곡됩니다. 올바른 궤적은 3행입니다. 3행(반주기)을 기준으로 정현파(주기)가 형성된 것을 볼 수 있는데, 이는 주파수가 2배인 배음(붐)을 의미합니다. 모드 B가 개선되면 영역 XNUMX가 밝은 점으로 변한 후 사라집니다.

또한 비선형 왜곡을 연구할 때 대기 전류가 높은 모드 A에서도 반대쪽 암이 신호에 불균형하게(너무 급격하게) 닫히면 파형 왜곡과 고조파 계수의 증가(4번 지점)가 발생한다는 것이 밝혀졌습니다. 따라서 부하의 전류 증가를 가속화합니다. 그러한 마음의 소리는 고무공을 칠 때와 같이 금속성 메아리와 함께 울려 퍼질 것입니다. 이러한 이유로 높은 매개변수와 높은 대기 전류를 가진 일부 증폭기는 회로 측면에서 단순한 증폭기보다 더 나쁜 소리를 내고 더 나쁜 자연스러운 소리를 냅니다. 모드 A에서 대기 전류가 견고하게 안정화되면(이 경우 250mA, 점선) 지점 5에서 급격한 파손이 발생하여 이 지점에서 열리는 하부 암(4) 특성의 선형성에 즉시 영향을 미칩니다. 순간. 지점 4에서 출력 신호의 중단 및 버스트가 가능합니다.

이것은 중요한 것은 트랜지스터의 대기 전류가 아니라 부드러운(가능한 한 유용한 신호의 형태에 가까운) 개폐가 중요함을 의미합니다. 이는 소스[1]의 정확성을 완전히 확인하고 이 PA(그림 7의 Io, 라인 8 및 2)에 경제적인 모드 A(EA)를 적용하는 것을 가능하게 합니다. 이 모드를 Super A 또는 Non-switching(without-switching)[1]이라고도 하지만 EA라는 이름은 사실에 가깝습니다. 사실 EA는 매개변수를 저하시키지 않고(개선된 음질로!) 대기 전류를 동적으로 감소시켜 통과 전류를 줄여 출력 트랜지스터의 가열을 줄이고 증폭기의 효율성과 효율성을 높입니다.

증폭기 작동 원리 (그림 3)

입력 신호는 연산 증폭기의 비반전 입력에 인가되어 8V로 증폭된다. R8을 통한 연산 증폭기의 출력에서 ​​신호는 베이스 VT3, VT4에 공급됩니다. 이미 터 VT3 및 VT4는 안정화 된 전압 소스에 연결되고 연산 증폭기의 전원 공급 장치도 안정화되므로 컬렉터 전류 VT3, VT4는 신호 레벨에만 의존하고 공급 전압에는 거의 의존하지 않습니다. 실제로 VT3(VT4)는 VT5(VT6)용 제어 전류 생성기이므로 VT5의 컬렉터 전류에 대한 Upit의 영향도 약해집니다. 그리고 현재 VT11은 차례로 컬렉터 전류 VT5에 따라 다릅니다. 이것은 증폭기에서 피드백이 없어도 공급 전압에 의한 유용한 신호의 변조가 없으며 특히 저주파에서 음질이 안정화 된 전원 공급 장치가있는 증폭기와 동일하다는 것을 의미합니다.

전력 감소는 출력 전압이 공급 전압에 가까운 최대 전력에서만 눈에 띄게 나타납니다. 트랜지스터 VT3 및 VT5(VT4 및 VT6)는 이득을 결정하는 분배기가 도입되는 합성 캐스케이드를 구성합니다. 이러한 성공적인 조합을 통해 R3(R4)을 통해 VT27(VT28) 이미 터 회로에 직접 음의 피드백 신호(NFB)를 적용할 수 있으며 동시에 EA의 출력 단계 작동을 쉽게 구성할 수 있습니다. 모드, 높은 슬루율 및 이득에서 높은 선형성을 얻습니다. 이미터 VT3(VT4)에 OOS 전압이 인가되어 급격한 폐쇄를 방지합니다. 최대 신호 레벨(osc.6)에서 전류 차단으로 작동하더라도 출력 트랜지스터는 미리 부드럽게 열리고 낮은 신호 레벨(고조파 발생에 가장 유리한 영역)에서 왜곡을 생성하지 않습니다. 증폭기의 트랜지스터 부분의 이득은 비율 R27/R17(R28/R18)+1과 같습니다. 전체 증폭기의 이득은 R5/R3+1 비율과 같습니다. 증폭기의 감도는 R3을 선택하여 설정합니다.

증폭기 작동 모드 선택

UMZCH를 개발하고 테스트할 때 주요 임무는 최소한의 가열로 최대 품질을 달성하는 것입니다. 증폭기는 A에서 B까지의 모든 모드에서 테스트되었습니다(그림 2, 발진기 6, 7, 8). 이 PA에서는 실제로 모드 B가 존재하지 않으며, 상측 전류(라인 6)의 차단은 2A 이상의 하측 전류에서 발생하여 유용한 신호의 형태에 거의 영향을 미치지 않으며 실제로는 AB 모드, EA 원리에 따른 상승-하강의 형성만. osc.7에서 대기 전류의 형태는 이상화되고 실질적으로 모드 A입니다. 비합리적으로 낮은 효율, 가열은 모드 A와 거의 다르지 않은 반면 소리의 눈에 띄는 개선은 없습니다. 그리고 그 반대의 경우에도 (저자에 따르면) 사운드가 너무 매끄럽고 일부 작곡에서 고음이 손실되었습니다. 경제성 측면에서 가장 이상적인 것은 최대 신호에서 대기 전류가 9으로 떨어지는 osc.0 모드입니다.

전류 형태는 최대 효율(osc. 8, 40mA, 차단 없음)에서 실험적으로 결정되었으며 증폭기의 첫 번째 버전이 만들어졌습니다. 그런 다음 로컬 OOS를 증가시켜 입력 트랜지스터의 전류를 동적으로 증가시켜 고조파를 절반으로 줄이는 것이 가능해졌습니다. 음질이 향상되었습니다. 동시에 EA 모드가 전류를 직선 구간으로 가져오면 전류 차단 여부(오실레이터 6 및 8)가 있든 없든 더 이상 차이가 없음이 밝혀졌습니다. 소리가 거의 변하지 않습니다. 이것이 두 번째 및 다음 옵션이 만들어진 방법입니다. 물론 누구나 재량에 따라 대기 전류 특성 계열(그림 2) 중 하나를 선택할 수 있습니다. 잔류 전류(차단 없는 작동)를 높이려면 R13-R14를 360 ... 340 Ohm으로 줄이고 R16을 사용하여 일정 성분을 늘려야 합니다. 대기 전류를 osc.7 형식으로 지정하려면 R11-R12를 5,6 ... 5,1k로 줄여야 합니다. (출력 트랜지스터가 비활성화된 상태에서 변경해야 합니다.)

앰프의 첫 번째 버전

그 계획은 그림 3에 표시된 것과 완전히 동일합니다. 13이며 정격 R14-R360=27 Ohm, R28-R4,3=8k에서만 다음과 다릅니다. 무부하 전류의 형식은 osc.XNUMX입니다.

증폭기의 두 번째 버전 (그림 3)은 VT3-VT4의 작동 모드를 변경하고 더 깊은 EA 모드(대기 전류의 더 부드러운 상승-하강을 의미)를 도입한다는 점에서 첫 번째 것과 다릅니다. R13-R14의 동적 전류 증가가 증가하고 일정 구성 요소가 감소했습니다(R15-R16). 이것은 음질을 향상시키는 것 외에도 열 보상의 효율성을 높였습니다. 더 깊은 EA 모드는 울림이 있는 음색(홀수 고조파)의 레벨을 크게 줄이고 사운드의 음색 착색을 거의 완전히 제거했습니다. 앰프의 제로 출력 임피던스와 결합하여 모든 스피커의 사운드를 매우 고품질로 만듭니다. 연산 증폭기의 올바른 선택, 숄더 대칭을 위한 요소 정격 및 이득에 따른 트랜지스터 선택을 통해 고조파 계수는 0,0006kHz에서 1%, 0,002kHz 주파수에서 20입니다. 나머지 전류의 형식은 osc.6(0…5mA)입니다.

앰프의 세 번째 버전 (그림 4)

매개변수를 더욱 개선하는 방법은 요소 기반의 기능을 따릅니다. 연산 증폭기 왜곡은 주파수, 출력 전압 및 전류에 따라 증가하는 것으로 알려져 있습니다. 하나의 OS에서 모든 높은 매개변수를 달성하는 것은 어렵습니다. 이 상황에서 벗어나는 방법은 부하 용량이 높은 연산 증폭기의 버퍼 스테이지를 사용하는 것입니다. 두 개의 연산 증폭기를 복합적으로 포함합니다. 첫 번째 연산 증폭기의 출력 전압은 즉시 2-4배 감소하고 고조파 계수는 거의 동일하며 두 번째(버퍼) 연산 증폭기의 이득은 두 배가 됩니다. 첫 번째 단계로 매우 낮은 Kg와 오디오 범위 위의 첫 번째 극을 가진 입력에 전계 효과 트랜지스터가 있는 연산 증폭기를 사용하고 두 번째로 TOC가 있는 연산 증폭기를 사용하는 것이 가장 좋습니다. 출력 전압 슬루율과 부하 용량이 매우 높습니다. 고주파수 TOC 연산 증폭기는 오디오 범위에서 왜곡이 매우 낮습니다.

트랜지스터 특성의 이득과 선형성은 콜렉터 전류, 즉 전류 범위가 작을수록 왜곡이 낮아집니다. 출력은 출력 단계에서 한 쌍의 트랜지스터를 사용하는 것입니다. 이를 바탕으로 앰프의 세 번째 버전이 개발되었습니다. 어깨 대칭을 위한 연산 증폭기, 트랜지스터 이득 및 요소 정격을 올바르게 선택하면 0,0005kHz당 1% 이하, 전체 주파수 및 전력 범위에서 0,001 이하의 고조파 계수를 달성하는 것이 현실적입니다.

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네 번째 증폭기 옵션

그 차이점은 pre-terminal 단계에 안정화된 전원 공급 장치를 사용하고 FF 연산 증폭기를 사용하며 SMD 구성 요소(표면 실장)에 인쇄 회로 기판을 조립할 수 있다는 점에서 크기가 크게 줄어듭니다. 다이어그램에 표시된 트랜지스터의 SMD 아날로그를 선택해야 합니다. 위에서 언급했듯이 이 앰프의 음질과 출력 전압 레벨은 공급 전압의 드로다운과 리플에 의존하지 않습니다. 이 경우 전단자단의 안정화된 전원 공급 장치를 사용하면 주전원 전압의 큰 변화로부터 출력 트랜지스터의 대기 전류의 독립성을 제공하며 제조업체의 요청에 따라 적용될 수 있습니다. 구성 요소의 번호 매기기는 옵션 1과 2에 따라 남습니다.

다섯 번째 증폭기 옵션

최종 단계에서 복합 트랜지스터를 사용하여 회로 및 증폭기 설정을 단순화할 수 있었으며 이는 초보자와 미숙한 무선 아마추어에게 중요합니다. 치수가 크게 줄어들면 더 높은 매개 변수를 가진 통합 UMZCH와 치수에서 경쟁할 수 있습니다. 동시에 저주파에서의 이득 선형성은 UMZCH 초소형 회로보다 크고 출력 전압은 비교적 낮은 공급 전압에서 더 크며 공급 전압 강하에 대한 둔감성은 소형 전원 공급 장치에 특히 중요합니다. 1채널 버전의 다이어그램은 아래 그림에 나와 있습니다. 이 경우 OU 및 전압 조정기 VT2-VTXNUMX는 공통입니다.

증폭기 옵션 5는 조정이 거의 또는 전혀 필요하지 않습니다. 그것은 모두 공급 전압을 확인하고, 출력에 일정한 전압이 없는지 확인하고, 최대 가열된 출력 트랜지스터로 원하는 대기 전류를 설정하는 것으로 귀결됩니다. 온도에 따른 대기 전류의 드리프트는 낮은 전류 이득으로 인해 옵션 2보다 적지만 합성 트랜지스터의 큰 전압 이득으로 인해 과도한 증폭 및 신호 클리핑이 가능하여 스피커에 항상 유용한 것은 아닙니다. 따라서 R19-R20은 아무리 강력한 스피커라도 0,075옴 이하로 만들어서는 안 됩니다. 원하는 경우 옵션 2에서 열 제어 및 전류 보호를 추가할 수 있습니다. 0,075옴의 저항을 측정하는 데 어려움이 있는 경우 두 가지 방법으로 상황에서 벗어날 수 있습니다. 1) 0,15옴 저항 0,3개 또는 2옴 저항 0,51개를 병렬로 연결합니다. 1) 콘스탄탄 또는 니크롬 선의 저항을 측정(예: 5 Ohm, 0,008% 선 저항을 분해하여)하고 곧게 펴고 길이를 따라 동일한 부분으로 정확하게 나누어 원하는 저항을 얻습니다. 세그먼트의 끝 부분을 아스피린 정제에 주석으로 바르고 알코올로 닦는 것이 좋습니다. 곧게 펴진 니크롬 조각에는 인덕턴스가 없으며 점퍼 또는 브래킷 형태로 보드에 납땜할 수 있습니다. 다섯 번째 옵션의 증폭기의 고조파 계수는 측정되지 않았지만 주관적으로 사운드 측면에서 전체 주파수 및 전력 범위에서 XNUMX% 이하입니다.

예를 들어 그림에서. 12-13은 증폭기의 142채널 버전의 인쇄 회로 기판을 보여줍니다. 출력 트랜지스터는 TO-147의 경우 TIP220T/TIP142T이고 TO-147R의 경우 TIP3/TIP13보다 작은 치수를 갖는다. 진동이 있는 멀티미디어 스피커에 내장될 때 R14-R92는 하나의 상수 100 ... 5k로 대체됩니다. 소형 버전의 소형 라디에이터에서는 차가운 라디에이터의 무부하 전류가 10 ... 40 mA이고 예열되면 60 ... 1 mA 이상으로 올라가지 않도록 선택해야 합니다. 이 모드는 AV + EA로 분류할 수 있습니다. 커패시터 C3 - 소형 세라믹, CXNUMX - 비극성 전해.

증폭기 매개변수 사용된 OS 유형에 완전히 의존. 두 번째 옵션 증폭기의 가능한 최대 정현파 출력은 120W이지만 4옴의 부하와 +/-35V 이상의 공급 전압에서 VT11, VT12(R33, R34) 또는 그렇지 않으면 출력 트랜지스터의 전력 손실이 허용 가능한 최대값을 초과합니다. 단 4옴의 부하를 적용할 때 공급 전압을 +/-35V 이상으로 올릴 필요가 없습니다. 사실, 이것은 8옴 부하에서 출력 전력을 감소시킵니다. 저자에 따르면 저항이 6~8옴인 스피커는 더 자연스러운 소리를 내며, 4옴인 스피커는 출력과 다이내믹이 더 강합니다. 증폭기의 주파수 응답은 직류(C1 없음)에서 200kHz(C2, C6 없음)까지 선형이며 진폭은 200kHz에서 1MHz로 완만하게 감소합니다. 주파수 1kHz의 진폭 변조로 주파수 1MHz의 신호를 증폭기의 입력에 적용하면 중파 수신기에서 수신했습니다. 1mV 단계에서 0에서 1V까지 PA 입력(C10 없음)에 정전압을 인가한 반면, 출력 전압은 0에서 30V까지 절대적으로 선형적으로 증가했습니다. 증폭기는 정밀 DC 증폭기처럼 작동하여 높은 게인 선형성을 나타내며 결과적으로 낮은 고조파와 높은 사운드 충실도를 나타냅니다.

증폭기는 2옴의 저항성 부하에서 6kHz 주파수의 직사각형 펄스로 테스트되었습니다. 이 경우 30V/μs의 출력 전압 슬루율이 얻어졌으며 직사각형 펄스의 소스에 의해서만 제한되었으며 신호 모양의 왜곡과 스파이크가 관찰되지 않았습니다. 정격 출력 전압 = Upit.-5V. 증폭기의 최대 출력 전압 = Upit.-3V. 바이폴라 조정 전원 공급 장치에 의해 공급 전압이 감소하면 전원 공급 장치가 Uout + 5V 값에 도달할 때까지 출력 신호의 진폭이 감소하지 않으며 Upit = Uout + 3V일 때 출력 신호는 점차적으로 제한됩니다.

증폭기의 출력 임피던스 = 0. 증폭기는 최대 100mV의 가변 구성 요소가 있는 전원 공급 장치의 배경에 민감하지 않습니다. 공급 전압 범위 - +/- 25 ~ +/-40V. 왜곡은 3개의 G118-20 발생기와 세트에 포함된 노치 필터를 사용하여 측정되었습니다. 입력에 20Hz ~ 1kHz의 신호를 가했을 때 전체 비선형 왜곡의 수준은 [8](그림 1)에서 주어진 것보다 낮았으며 S65-0,2A 오실로스코프의 간섭 수준이었습니다. 자체(0,3V의 출력 전압에서 32 ... 0,002 mV), 이는 2% 이하의 고조파 계수를 의미합니다. 컴퓨터 스펙트럼 분석기로 측정한 결과도 마찬가지였습니다. 그러나 동시에 주요 목표는 조건 150를 충족하는 것이었습니다. 증폭기는 고품질 방열판을 사용하여 Io = XNUMXmA에서 테스트 및 작동되었습니다.

상대적으로 많은 수의 부품에도 불구하고 증폭기 자체는 마이크로 회로와 6개의 트랜지스터(VT3, VT4, VT5, VT6, VT11, VT12)로 구성됩니다. VT1 및 VT2 - 전압 안정기 +/- 15V; VT7, VT8 - 출력 트랜지스터의 무부하 전류의 열 보상 노드; VT9, VT10 - 최대 전류 제한기(6A). VT1, VT2, VT9, VT10, VD1, VD2, R9, R10, R19-R20, R33, R34 별도의 안정화된 +/- 15 V 소스가 있고 출력 전력이 감소한 경우(Upit. = +/- 25V, Pout 50W) 구성표에서 단순화된 소형 버전의 PA를 제외하고 만들 수 있습니다.

온도 보상 장치

증폭기의 대기 전류는 트랜지스터(특히 VT3-VT4)가 워밍업되고 공급 전압이 변경될 때 크게 변경될 수 있으므로 VT7-VT8 트랜지스터(변경을 위한 보상기 온도 및 공급 전압의 대기 전류). 동시에 +/- 20mA 내에서 대기 전류의 국부적 변동은 증폭기의 매개변수에 영향을 미치지 않습니다. UMZCH의 열 모드에 대한 연구 후 저자는 다음과 같은 결론에 도달했습니다. 1. 가장 낮은 전력 입력 트랜지스터를 약간 가열하더라도 출력 트랜지스터의 대기 전류가 2-3배 증가할 수 있습니다. , 따라서 가능한 한 많은 단계의 모드를 제어하는 ​​것이 바람직합니다. 2.

절연 개스킷이 없는 별도의 라디에이터에 각 출력 트랜지스터를 배치하고 온도를 제어하는 ​​것이 바람직합니다. 온도 보상 장치는 다음과 같이 작동합니다. 전류 발생기인 트랜지스터 VT7은 운모 개스킷을 통해 VT11 라디에이터에 장착됩니다. (VT8 라디에이터의 VT12). 라디에이터가 가열되면 전류 VT7이 증가하고 R23(R24)을 통해 이미 터 회로 VT3(VT4)에 공급되어 이를 덮습니다. 출력 트랜지스터의 전류를 제한하기 위한 신호도 여기에 공급됩니다. 저항 R21-R22를 선택하여 증폭기에 대해 다른 온도 조건을 설정할 수 있습니다.

모드 1에서 실선(R21, R22 = 100옴일 때) 무부하 전류는 최대 65-70도까지 안정적이다가 0으로 급격하게 감소합니다. 모드 2(R21, R22 = 68옴)에서, 무부하 전류는 온도에 비례하여 감소합니다. 장치는 설정 온도를 유지합니다. 모드 3(R21,R22 = 150옴)에서 무부하 전류는 온도 증가에 따라 증가하지 않지만 트랜지스터의 가열을 줄이기 위해 감소하지 않습니다(장치는 주어진 전류를 견딜 수 있음). 증폭기 공급 전압을 +/-25에서 +/- 40V로 변경할 때 R29-R30의 값을 선택하여 R25-R26의 오프셋이 0,41-0,432V가 되도록 해야 합니다. R29-R30의 값이 계산됩니다. 공식: R29 (R30) , kOhm = Upit. /0,432 - 1k.

출력 트랜지스터가 의도적으로 더 작은 영역의 라디에이터에 다시 설치되었을 때 열 보상 장치는 지정된 열 조건을 재구축하고 견뎌냈습니다. 전력 감소에 대한 낮은 감도와 결합하여 전력 변압기(예: "Vega 50U-122S")의 전력이 충분하지 않은 기존 장비에 이 PA를 통합할 수 있습니다. 라디에이터(음악 센터). 물론 미세 회로에 초음파 주파수를 조립하는 것이 가능하지만 (저자에 따르면) 개별 요소의 PA와 동일한 음질을 가지고 있지 않습니다. 

세부 사항 및 디자인

증폭기에서는 입력에 전계 효과 트랜지스터가 있는 낮은 수준의 고조파 및 고유 잡음과 함께 슬루율이 50V/μs 이상인 연산 증폭기를 사용하는 것이 가장 좋습니다. 트랜지스터 VT3, VT4는 가능한 가장 높은 이득, 낮은 잡음 수준 및 콜렉터 전류의 온도 의존성이 약한 상태에서 선택해야 합니다. VT5-VT6은 게인 주파수가 높고 컬렉터 용량이 낮은 트랜지스터를 사용하는 것이 바람직합니다. 증폭기에서는 동일한 부품에서 기존 증폭기 (예 : Amfiton)를 리메이크 할 수 있도록 국내 연산 증폭기 KR574UD1과 이득이 130-150 인 트랜지스터를 사용할 수 있습니다.

이 경우 모든 트랜지스터의 최대 허용 전압은 80V 이상이어야 합니다. 필요한 Uout에 따라 다음 조건을 준수하면서 저항 R5를 변경해야 합니다. (R5/R3)+1=Uout/Uin. 다른 출력 트랜지스터를 사용할 때(전계 효과 또는 병렬로 연결된 경우) VT31-VT32가 꺼진 R0,55 엔진의 중간 위치에서 16V의 전압 강하에 따라 저항 R11-R12를 선택해야 할 수 있습니다. . 저자의 계산에 따르면 이 회로를 기반으로 80~100V의 출력 전압을 갖는 PA를 설계할 수 있다. (증폭기는 공급 전압에 가까운 출력 전압을 생성할 수 있다) 반대쪽 암의 보완 쌍(VT3 - VT4, VT5 - VT6 등)은 게인이 5% 이상 차이가 나지 않아야 합니다. 상부 암과 하부 암의 대칭적으로 위치한 저항도 5%의 공차로 선택됩니다. 이는 출력 신호의 대칭성과 비선형 왜곡 방지를 위해 필요한 조건입니다.

저항 R33 - R34는 병렬로 연결된 두 개의 0,2ohm 2W 저항으로 구성되며, 하나는 다른 하나 위에 위치합니다. R33, R34는 비유도적으로 사용해야 합니다. 권선 저항기를 사용하지 마십시오. 코일 L1은 저항 R35에 감겨 있으며 PEL 2 와이어 0,8개 층을 포함하고 바니시 또는 접착제가 함침되어 있습니다. L1, C9, R36은 출력 보드에 장착됩니다. 라디에이터 VT5 - VT6의 표면적은 최소 30cm, VT1 - VT2 -1..2cm입니다. 보드의 크기를 변경해야 하는 경우 그리드를 따라 이동할 수 있습니다. 모든 트랙이 납땜됩니다. 전원 회로의 전류 전달 트랙과 부하는 한 가닥의 구리선을 배치하여 두꺼운 땜납 층으로 주석 도금됩니다. 라디에이터에 장착된 모든 트랜지스터의 경우 열전도 페이스트의 사용이 필수이며 열 센서의 트랜지스터의 경우 개스킷은 운모로 만들어져야 합니다.

C1과 C3-C4는 무극성 전해 콘덴서를 사용하는 것이 가장 좋습니다.

쌀. 6. 증폭기 회로 기판 옵션 1-2. 세부 측면 보기입니다. 크기 60x65mm. 그리드 단계 2,5

쌀. 7. 증폭기 회로 기판 옵션 1-2. 납땜 측면에서 본 모습입니다. 크기 60x65mm. 그리드 단계 2,5

쌀. 8. 옵션 2 및 3용 범용 인쇄 회로 기판. 부품 측면에서 본 모습. 크기 90x65mm. 그리드 피치 2,5mm

쌀. 9. 옵션 2 및 3을 위한 범용 인쇄 회로 기판. 납땜 측면에서 본 모습. 크기 90x65mm.

옵션 5 듀얼 앰프 보드

납땜 측면에서 본 모습입니다. 크기 55x60mm.

증폭기의 두 번째 및 세 번째 변형은 범용 보드에 조립할 수 있습니다(그림 8, 그림 9). 핀 1-8 또는 1-5 사이에서 op-amp의 균형을 맞추는 경우 점퍼는 핀 8 또는 5의 X 지점에 배치됩니다. op-amp의 심한 불균형을 피하기 위해 신뢰할 수 있어야 합니다. 저항 R6은 연산 증폭기 유형에 따라 보드의 + 및 - 15V 지점으로 전환하거나 점퍼를 넣을 수 있습니다. 연산 증폭기 DA2를 사용하지 않는 경우 X2 지점에서 트랙을 잘라야 합니다. 두 개의 연산 증폭기를 사용할 때 저항 R8은 DA6의 핀 2으로 전환됩니다.

앰프 설정

올바른 설치를 확인한 후 다음을 수행해야 합니다.
1. R6과 R16을 중간 위치로 설정합니다.
2. 앰프의 입력을 케이스에 단락 시킵니다.
3. 출력 트랜지스터(VT11-VT12)를 납땜 해제합니다.
4. 전원을 켭니다.
5. 공급 전압과 +/- 15V를 측정합니다.
6. 증폭기 출력에서 ​​(R6)을 설정하고 연산 증폭기 전압을 0V로 설정합니다. PA의 출력에 0V가 설정되고 연산 증폭기의 출력에 일정한 전압이 있으면 트랜지스터를 확인해야 합니다.
7. R31-R32를 R0,55으로 16V로 설정합니다.
8. 전원을 끄고 VT11 수집기의 개방 회로에 1A 전류계를 포함하여 출력 트랜지스터를 연결합니다.
9. 전원을 켜고 R16은 VT11 컬렉터의 대기 전류를 100 - 150mA 내에서 설정합니다.
10. 대기 전류 VT12를 측정합니다. 현재 VT11과 5% 이상 차이가 나지 않아야 합니다.
출력 트랜지스터의 대기 전류는 원하는 음질, 작동 모드, 열 조건, 라디에이터 크기에 따라 0 ~ 250mA 범위에서 설정할 수 있습니다. 대기 전류는 35-40도의 출력 트랜지스터 온도에서 설정해야 합니다.
11. 출력 트랜지스터의 라디에이터의 최대 온도에서 대기 전류를 측정하여 열 보상 작동을 확인합니다.

AC 보호 장치

긴급 상황에서 스피커에 직류가 흐르면 코일이 타버리므로 스피커 보호 장치를 사용하는 것은 강력한 앰프의 전제 조건입니다. 보호 장치(그림 10)는 다음과 같이 작동합니다.

공급 전압 범위:...........+/-20…+/-60V
응답 시간:
DC 전압에서 +/- 1V........... 0,5초 이하
DC 전압에서 +/- 30V........... 0,1초 이하

전원이 켜지면 커패시터 C3이 충전을 시작합니다(전원에서 R7-R8을 통해). 1초 후 전압이 VT3을 여는 데 충분한 값에 도달하면 VT4가 열리고 릴레이는 접점이 있는 앰프에 스피커를 연결합니다. PA가 정상적으로 작동하는 동안 출력의 교류 전압은 C1-C2를 충전할 시간이 없으며 비상 시 증폭기 출력의 정전압은 VT1 또는 VT2(극성에 따라 다름), C3의 전압을 엽니다. 감소하고 릴레이가 AC를 끕니다. 높은 볼륨에서 잘못된 보호 경보가 발생하는 경우 커패시턴스 C1-C2를 늘려야 합니다.

AC 보호 장치의 인쇄 회로 기판 도면이 그림 11에 나와 있습니다. 12, 1. 각 채널에 별도의 스피커 보호 장치를 사용하는 것이 좋습니다. 릴레이(U P1)는 증폭기 자체보다 낮은 전력 필터 커패시턴스를 갖는 소스에서 전원을 공급받아야 하므로 전원이 꺼지면 릴레이 PXNUMX이 먼저 꺼집니다. 릴레이는 가능한 가장 큰 접촉 면적과 스프링력으로 사용해야 합니다. 미니어처 릴레이(특히 리드 릴레이)는 접점이 타거나 비상시에 끌 수 없는 경우가 있습니다.

문학

1. 유 미트로파노프. UMZCH의 EA. 5,1986년 XNUMX호 라디오
2. G. 브래긴. 움츠. 12,1990년 XNUMX월 라디오

저자: 라이코프 A.V. (alexandr.laykov@rambler.ru); 간행물: cxem.net

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