스텝 다운 스태빌라이저 전환. 참조 데이터

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스텝 다운 스태빌라이저 전환. 참조 데이터

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독자들에게 제시된 기사에서는 개별 요소와 특수 마이크로 회로의 두 가지 펄스 강압 안정기에 대해 설명합니다. 첫 번째 장치는 트럭과 버스의 12V 온보드 네트워크에 24V의 전압을 사용하여 자동차 장비에 전력을 공급하도록 설계되었습니다. 두 번째 장치는 실험실 전원 공급 장치의 기초입니다.

스위칭 전압 안정기(강압, 승압 및 반전)는 전력 전자 개발 역사에서 특별한 위치를 차지합니다. 얼마 전까지만 해도 출력 전력이 50W 이상인 모든 전원에는 강압 스위칭 안정기가 포함되었습니다. 오늘날에는 트랜스포머 없는 입력을 통한 전원 공급 장치의 비용 절감으로 인해 이러한 장치의 적용 범위가 줄어들었습니다. 그럼에도 불구하고 어떤 경우에는 펄스 강압 안정기를 사용하는 것이 다른 DC 전압 변환기보다 경제적으로 더 수익성이 있는 것으로 나타났습니다.

스텝 다운 스위칭 안정기의 기능 다이어그램이 그림 1에 나와 있습니다. 그림 2에 연속 인덕터 전류 L 모드에서의 동작을 설명하는 타이밍 다이어그램이 그림 XNUMX에 나와 있습니다. XNUMX. ton 동안 전자 스위치 S는 닫히고 전류는 커패시터 Cw의 양극 단자, 저항성 전류 센서 Rdt, 저장 초크 L, 커패시터 Cw, 부하, 커패시터 Cw의 음극 단자 등 회로를 통해 흐릅니다. 이 단계에서 인덕터 전류 lL은 전자 정류자 전류 S와 동일하며 lLmin에서 lLmax까지 거의 선형적으로 증가합니다.

스위칭 벅 레귤레이터

비교 노드의 불일치 신호나 전류 센서의 과부하 신호 또는 두 가지의 조합에 따라 발전기는 전자 스위치 S를 열린 상태로 전환합니다. 인덕터 L을 통과하는 전류는 즉시 변할 수 없기 때문에 자기 유도 EMF의 영향으로 다이오드 VD가 열리고 전류 lL이 회로를 따라 흐릅니다. 다이오드 VD의 음극, 인덕터 L, 커패시터 СВХ, 부하, 다이오드 VD의 양극. tlKXNUMX 동안 전자 정류자 S가 개방되면 인덕터 전류 lL은 다이오드 전류 VD와 일치하고 다음과 같이 선형적으로 감소합니다.

lLmax ~ lL min. 기간 T 동안 커패시터 Cout은 전하 증가량 ΔQout을 수신하고 해제합니다. 전류 lL의 시간 도표에서 음영 처리된 영역에 해당합니다[1]. 이 증분은 커패시터 Cout과 부하의 리플 전압 ΔUCout의 진폭을 결정합니다.

전자 스위치가 닫히면 다이오드가 닫힙니다. 이 프로세스에는 회로(전류 센서, 폐쇄 정류자, 복구 다이오드)의 저항이 매우 작기 때문에 정류자 전류가 Ismax 값으로 급격히 증가합니다. 동적 손실을 줄이려면 역회복 시간이 짧은 다이오드를 사용해야 합니다. 또한 벅 레귤레이터의 다이오드는 높은 역전류를 견뎌야 합니다. 다이오드의 폐쇄 특성이 복원되면 다음 변환 기간이 시작됩니다.

스위칭 벅 조정기가 낮은 부하 전류에서 작동하는 경우 간헐적 인덕터 전류 모드로 전환될 수 있습니다. 이 경우 인덕터 전류는 스위치가 닫히는 순간 멈추고 10부터 증가하기 시작합니다. 간헐 전류 모드는 부하 전류가 정격 전류에 가까울 때 바람직하지 않습니다. 이 경우 증가된 출력 전압 리플이 발생하기 때문입니다. 가장 최적의 상황은 안정기가 최대 부하에서 연속 인덕터 전류 모드로 작동하고 부하가 정격의 20~XNUMX%로 감소할 때 간헐 전류 모드로 작동하는 경우입니다.

출력 전압은 스위치가 닫히는 시간과 펄스 반복 기간의 비율을 변경하여 조절됩니다. 이 경우, 회로 설계에 따라 제어 방식을 구현하기 위한 다양한 옵션이 가능하다. 릴레이 조정 기능이 있는 장치에서 스위치의 켜짐 상태에서 꺼짐 상태로의 전환은 비교 노드에 의해 결정됩니다. 출력 전압이 설정 전압보다 크면 스위치가 꺼지고 그 반대도 마찬가지입니다. 펄스 반복 주기를 고정하면 스위치가 켜진 상태의 지속 시간을 변경하여 출력 전압을 조정할 수 있습니다. 때로는 스위치가 닫힌 시간이나 열린 상태의 시간을 기록하는 방법이 사용됩니다. 모든 제어 방법에서는 출력 과부하로부터 보호하기 위해 스위치가 닫힌 상태 동안 인덕터 전류를 제한해야 합니다. 이러한 목적으로 저항 센서 또는 펄스 전류 변환기가 사용됩니다.

펄스 강압 안정기의 주요 요소를 선택하고 구체적인 예를 사용하여 해당 모드를 계산합니다. 이 경우에 사용되는 모든 관계는 기능 다이어그램과 타이밍 다이어그램의 분석을 기반으로 얻어지며 방법론 [1]이 기본으로 사용됩니다.

다음 매개변수를 사용하여 펄스형 강압 안정기를 계산해야 합니다: UBX=18...32 V, Ulx=12B, Iout=5A.

1. 여러 강력한 트랜지스터 및 다이오드의 초기 매개변수와 전류 및 전압의 최대 허용 값을 비교하여 먼저 바이폴라 복합 트랜지스터 KT853G(전자 스위치 S)와 다이오드 KD2997V(VD)를 선택합니다. [2, 3].

2. 최소 및 최대 채우기 계수를 계산합니다.

γmin=t 및 min /Tmin=(UBыX+Upr)/(UBX max+Uson - URдТ+Upr)=(12+0,8)/(32-2-0,3+0,8)=0,42;

γmax = t 및 max /Tmax = (UBx+Upp)/(UBx min - Usbcl -URdt+Upp)=(12+0,8)/(18-2-0,3+0,8)=0,78, 여기서 Upp=0,8V는 최악의 경우 Iout과 동일한 전류에 대한 전류-전압 특성의 순방향 분기로부터 얻은 다이오드 VD 양단의 순방향 전압 강하; Usbcl = 2V - 포화 모드 h853e = 21의 전류 전달 계수로 스위치 S의 기능을 수행하는 KT250G 트랜지스터의 포화 전압; URdT = 0,3V - 정격 부하 전류에서 전류 센서의 전압 강하.

3. 최대 및 최소 변환 빈도를 선택합니다.

펄스 반복주기가 일정하지 않을 경우에 수행되는 항목입니다. 우리는 전자 스위치의 개방 상태가 고정된 기간으로 제어 방법을 선택합니다. 이 경우, 다음 조건이 만족됩니다: t=(1 - γmax)/fmin = (1 -γmin)/fmax=const.

스위치는 동적 특성이 좋지 않은 KT853G 트랜지스터에서 이루어지기 때문에 최대 변환 주파수를 상대적으로 낮은 fmax = 25kHz로 선택합니다. 그러면 최소 변환 빈도는 다음과 같이 정의될 수 있습니다.

fmin=fmax(1-γmax)/(1-γmin) =25](103-1)/(0,78-1)=0,42kHz.

4. 스위치의 전력 손실을 계산합니다.

정적 손실은 스위치를 통해 흐르는 전류의 유효 값에 의해 결정됩니다. 현재 모양은 사다리꼴이므로 Is = Iout 여기서 α=lLmax /llx=1,25는 출력 전류에 대한 최대 인덕터 전류의 비율입니다. 계수 a는 1,2...1,6 범위 내에서 선택됩니다. 스위치 PSctat=lsUSBKn=3,27-2=6,54W의 정적 손실.

스위치의 동적 손실 Рsdyn 0,5fmax UBX max(lsmax tf+α llx tcn),

여기서 Ismax는 다이오드 VD의 역회복으로 인한 스위치 전류의 진폭입니다. lSmax=2lBыX를 취하면 우리는 다음을 얻습니다.

Рsdin=0fmax UBX 최대 Iout( 5tф+ α∙ tcn )=2 0,5 25 103 32(5 2-0,78-10+6-1,25-2-10) =6 W, 여기서 tf=8,12·0,78-10 s는 스위치를 통한 전류 펄스의 앞부분 지속 시간, tcn=6·2-10s는 감쇠 지속 시간입니다.

스위치의 총 손실은 Рs=Рscat+Рsdin=6,54+8,12=14,66 W입니다.

스위치에서 정적 손실이 지배적이라면 인덕터 전류가 최대일 때 최소 입력 전압에 대한 계산이 수행되어야 합니다. 일반적인 손실 유형을 예측하기 어려운 경우에는 최소 및 최대 입력 전압 모두에서 결정됩니다.

5. 다이오드의 전력 손실을 계산합니다.

다이오드를 통과하는 전류의 모양도 사다리꼴이므로 유효 값을 다음과 같이 정의합니다.

다이오드의 정적 손실 PvDcTaT=lvD Upr=3,84-0,8=3,07W

다이오드의 동적 손실은 주로 역회복 중 손실로 인해 발생합니다. РVDdin=0,5fmax·lsmaxvUBx max·toB·fmax·lBыx·Uвх max·toв·25-103 -5-32·0,2·10-6=0,8 W , 여기서 tOB=0,2-1C-6s는 다이오드의 역회복 시간입니다.

다이오드의 총 손실은 PVD \u3,07d PMDstat + PVDdin \u0,8d 3,87 + XNUMX \uXNUMXd XNUMX W입니다.

6. 방열판을 선택하십시오.

방열판의 주요 특징은 열 저항입니다. 이는 주변 환경과 방열판 표면 사이의 온도 차이와 방열판에서 소비되는 전력 간의 비율(Rg=ΔТ/Рrass)로 정의됩니다. 우리의 경우 스위칭 트랜지스터와 다이오드는 절연 스페이서를 통해 동일한 방열판에 고정되어야 합니다. 개스킷의 열 저항을 고려하지 않고 계산을 복잡하게 하지 않기 위해 표면 온도를 약 70°C 정도로 낮게 선택했습니다. 그런 다음 주변 온도 40°C에서 ΔT = 70-40 = 30°C입니다. 우리의 경우 방열판의 열 저항은 Rt=ΔT/(Ps+Pvd)=30/(14,66+3,87)=1,62°C/W입니다.

자연 냉각을 위한 열 저항은 일반적으로 방열판의 참조 데이터에 나와 있습니다. 장치의 크기와 무게를 줄이려면 팬을 이용한 강제 냉각을 사용할 수 있습니다.

7. 스로틀 매개변수를 계산합니다.

인덕터의 인덕턴스를 계산해 보겠습니다. L= (UBX max - Usbkл-URдт - UBх)γmin /[2Iвx fmax(α-1)]=(32-2-0,3-12) 0,42/[2 5 25·103 ( 1,25-1)]=118,94μH.

자기 회로의 재료로 우리는 압착된 Mo-permalloy MP 140을 선택했습니다[4]. 우리의 경우 자기 코어의 자기장의 가변 성분은 히스테리시스 손실이 제한 요소가 되지 않도록 합니다. 따라서 변곡점 근처의 자화 곡선의 선형 구간에서 최대 유도를 선택할 수 있습니다. 곡선 부분에서 작업하는 것은 바람직하지 않습니다. 이 경우 재료의 투자율이 초기 재료보다 낮기 때문입니다. 이는 결국 인덕터 전류가 증가함에 따라 인덕턴스가 감소하게 됩니다. 0,5 T에 해당하는 최대 유도 Bm을 선택하고 자기 회로의 부피를 계산합니다. Vp=μμ0 L(αIвx)2/Bm2=140 4π 10-7 118,94 10-6(1,25-5)20,52, 3,27=3 cm140 여기서 μ=140은 MP0 재료의 초기 투자율입니다. μ4=10π·7-XNUMX H/m - 자기 상수.

계산된 부피에 따라 자기 회로를 선택합니다. 설계 특징으로 인해 MP140 퍼멀로이 자기 회로는 일반적으로 두 개의 접힌 링으로 만들어집니다. 우리의 경우 KP24x13x7 링이 적합합니다. 자기 코어의 단면적은 Sc=20,352 =0,7 cm2이고, 자기선의 평균 길이는 λс=5,48 cm이며, 선택된 자기 코어의 부피는 VC=SC· λс=0,7 5,48이다. =3,86cm3>Vp .

회전 수를 계산합니다. 우리는 23과 같은 회전 수를 취합니다.

절연체가 있는 와이어의 직경은 권선이 한 층에 배치되어야 하고 자기 회로의 내부 원주를 따라 회전해야 한다는 사실에 기초하여 결정됩니다. di=πdKk3/w=π·13-0,8/23= 1,42mm, 여기서 dK=13mm - 자기 회로의 내부 직경; k3=0,8 - 권선으로 자기 회로 창을 채우는 비율입니다.

직경 2mm의 PETV-1,32 와이어를 선택합니다.

와이어를 감기 전에 자기 회로는 한 층에 두께 20미크론, 너비 6~7mm의 PET-E 필름으로 절연되어야 합니다.

8. 출력 커패시터의 커패시턴스를 계산합니다. CBыx=(UBX max-UsBkl - URdt) γmin/[8 ΔUCBыx L fmax2]=(32-2-0,3) 0,42/ [8 0,01 ·118,94-·10-6(25 ·103)2]=1250μF, 여기서 ΔUСвх=0,01V는 출력 커패시터의 리플 범위입니다.

위의 공식은 리플에 대한 커패시터 내부 직렬 저항의 영향을 고려하지 않았습니다. 이를 고려하고 산화물 커패시터의 커패시턴스에 대한 20% 허용 오차를 고려하여 각각 50μF 용량의 35V 정격 전압에 대해 40개의 K1000-XNUMX 커패시터를 선택합니다. 정격 전압이 증가한 커패시터를 선택하는 이유는 이 매개변수가 증가함에 따라 커패시터의 직렬 저항이 감소하기 때문입니다.

계산 중에 얻은 결과에 따라 개발된 다이어그램은 그림 3에 나와 있습니다. 삼.

스태빌라이저의 작동을 자세히 살펴 보겠습니다. 전자 스위치(트랜지스터 VT5)가 열린 상태 동안 저항 R14(전류 센서)에 톱니파 전압이 형성됩니다. 특정 값에 도달하면 트랜지스터 VT3이 열리고 트랜지스터 VT2가 열리고 커패시터 C3이 방전됩니다. 이 경우 트랜지스터 VT1 및 VT5가 닫히고 스위칭 다이오드 VD3이 열립니다. 이전에 열린 트랜지스터 VT3 및 VT2는 닫히지만 트랜지스터 VT1은 커패시터 C3의 전압이 개방 전압에 해당하는 임계값 레벨에 도달할 때까지 열리지 않습니다. 따라서 스위칭 트랜지스터 VT5가 닫히는 시간 간격(약 30μs)이 형성됩니다. 이 간격이 끝나면 트랜지스터 VT1과 VT5가 열리고 프로세스가 다시 반복됩니다.

저항 R10과 커패시터 C4는 다이오드 VD3의 역회복으로 인해 트랜지스터 VT3 베이스의 전압 서지를 억제하는 필터를 형성합니다.

실리콘 트랜지스터 VT3의 경우 활성 모드로 전환되는 베이스-이미터 전압은 약 0,6V입니다. 이 경우 전류 센서 R14에서 상대적으로 큰 전력이 소비됩니다. 트랜지스터 VT3이 열리는 전류 센서의 전압을 줄이기 위해 VD0,2R2R7R8 회로를 통해 약 10V의 일정한 바이어스가 베이스에 공급됩니다.

출력 전압에 비례하는 전압은 분배기로부터 트랜지스터 VT4의 베이스에 공급되며, 그 상부 암은 저항 R15, R12로, 하부 암은 저항 R13으로 구성됩니다. 회로 HL1R9는 LED 양단의 순방향 전압 강하와 트랜지스터 VT4의 이미터 접합의 합과 동일한 기준 전압을 생성합니다. 우리의 경우 기준 전압은 2,2V입니다. 불일치 신호는 트랜지스터 VT4 베이스의 전압과 기준 전압 간의 차이와 같습니다.

출력 전압은 트랜지스터 VT4에 의해 증폭된 불일치 신호와 트랜지스터 VT3 기반 전압을 합산하여 안정화됩니다. 출력전압이 증가했다고 가정해보자. 그러면 트랜지스터 VT4의 베이스 전압은 예시적인 것보다 커질 것입니다. 트랜지스터 VT4는 약간 열리고 트랜지스터 VT3 베이스의 전압이 이동하여 역시 열리기 시작합니다. 결과적으로, 트랜지스터 VT3은 저항 R14 양단의 낮은 톱니파 전압 레벨에서 열릴 것이며, 이는 스위칭 트랜지스터가 열리는 시간 간격을 감소시킬 것입니다. 그러면 출력 전압이 감소합니다.

출력 전압이 감소하면 조정 프로세스는 유사하지만 역순으로 발생하여 스위치 개방 시간이 증가합니다. 저항 R14의 전류는 트랜지스터 VT5의 개방 상태 시간 형성에 직접적으로 관여하기 때문에 여기에는 일반적인 출력 전압 피드백 외에도 전류 피드백이 있습니다. 이를 통해 부하 없이 출력 전압을 안정화하고 장치 출력에서 전류의 급격한 변화에 빠르게 응답할 수 있습니다.

부하 또는 과부하가 단락된 경우 안정기는 전류 제한 모드로 전환됩니다. 출력 전압은 5,5...6A의 전류에서 감소하기 시작하고 회로 전류는 약 8A입니다. 이러한 모드에서는 스위칭 트랜지스터의 온 상태 시간이 최소로 줄어들어 소비 전력이 감소합니다. 그 위에.

요소 중 하나의 고장(예: 트랜지스터 VT5의 고장)으로 인해 안정 장치가 오작동하면 출력 전압이 증가합니다. 이 경우 로드가 실패할 수 있습니다. 비상 상황을 방지하기 위해 컨버터에는 사이리스터 VS1, 제너 다이오드 VD1, 저항 R1 및 커패시터 C1로 구성된 보호 장치가 장착되어 있습니다. 출력 전압이 제너 다이오드 VD1의 안정화 전압을 초과하면 전류가 흐르기 시작하여 사이리스터 VS1이 켜집니다. 이를 포함하면 출력 전압이 거의 1으로 감소하고 퓨즈 FUXNUMX이 끊어집니다.

이 장치는 12V 전압의 트럭 및 버스 온보드 네트워크에서 주로 승용차용으로 설계된 24V 오디오 장비에 전원을 공급하도록 설계되었습니다. 이 경우 입력 전압의 리플이 낮기 때문입니다. 레벨에서 커패시터 C2는 상대적으로 작은 커패시턴스를 갖습니다. 안정기가 정류기가 있는 주 변압기에서 직접 전원을 공급받는 경우에는 충분하지 않습니다. 이 경우 정류기에는 해당 전압에 대해 최소 2200μF 용량의 커패시터를 장착해야 합니다. 변압기의 전체 전력은 80~100W여야 합니다.

안정기는 산화물 커패시터 K50-35(C2, C5, C6)를 사용합니다. 커패시터 C3은 적절한 크기의 필름 커패시터 K73-9, K73-17 등이고, C4는 자체 인덕턴스가 낮은 세라믹(예: K10-176)입니다. R14를 제외한 모든 저항은 적절한 전력의 C2-23입니다. 저항기 R14는 선형 저항이 약 60Ω/m인 0,8mm 길이의 PEK 1 콘스탄탄 와이어 조각으로 만들어집니다.

단면 호일 코팅 유리 섬유로 만들어진 인쇄 회로 기판의 그림이 그림 4에 나와 있습니다. XNUMX.

다이오드 VD3, 트랜지스터 VD5 및 사이리스터 VS1은 플라스틱 부싱을 사용하는 절연 열전도 패드를 통해 방열판에 부착됩니다. 보드도 동일한 방열판에 부착되어 있습니다. 조립된 장치의 모습은 Fig. 5.

오늘날 스위칭 안정기의 개발은 훨씬 쉬워졌습니다. 필요한 모든 구성 요소를 포함하는 집적 회로를 사용할 수 있게 되었습니다(가격 포함). 또한, 반도체 장치 제조업체는 대부분의 경우 소비자를 만족시키는 일반적인 연결 회로가 포함된 대량의 응용 정보를 제품과 함께 제공하기 시작했습니다. 이는 개발 단계에서 예비 계산 및 프로토타입 제작 단계를 실질적으로 제거합니다. 이에 대한 예는 KR1155EU2 마이크로 회로입니다[5].

스위치, 전류 센서, 기준 전압 소스(5,1V ± 2%), 부하의 과전압 보호를 위한 사이리스터 제어 장치, 소프트 스타트 장치, 외부 장치용 리셋 장치, 원격 장치용 장치로 구성됩니다. 종료 및 보호 장치 칩이 과열되지 않습니다.

KR1155EU2를 기반으로 개발된 실험실 전원 공급 장치를 고려하십시오.

명세서

불안정한 전압 입력, V.......35...46
출력 안정화 전압의 조정 간격, V.......5,1...30
최대 부하 전류, A ...... 4
최대 부하에서 출력 전압 리플의 범위(이중 진폭), mV......30
전류 보호 작동 조절 간격, А.......1...4

장치 다이어그램은 그림 6에 나와 있습니다. XNUMX. 표준 결선도와 약간의 차이가 있으며, 요소의 위치 지정은 동일합니다. 고정된 펄스 반복 주기를 갖는 제어 방법, 즉 펄스 폭 제어가 여기서 구현됩니다.

커패시터 C1은 입력 필터입니다. 상대적으로 큰 전류 소비로 인해 일반적인 연결 다이어그램에 표시된 것보다 더 큰 용량을 갖습니다.

저항 R1 및 R2는 전류 보호 수준을 제어합니다. 최대 총 저항은 최대 보호 동작 전류에 해당하고, 최소 저항은 최소 전류에 해당합니다.

커패시터 C4의 도움으로 안정 장치가 원활하게 시작됩니다. 또한 해당 용량에 따라 현재 보호 임계값이 초과되는 경우 재시작 기간이 결정됩니다.

저항 R5와 커패시터 C5, C6은 내부 오차 증폭기의 주파수 보상 요소입니다.

커패시터 C3과 저항 R3은 펄스 폭 변환기의 반송파 주파수를 결정합니다.

커패시터 C2는 출력 전압의 급격한 감소(예: 단기 출력 과부하와 같은 외부 원인으로 인해 발생)와 RESO 신호(핀 14 DA1)가 정상 작동에 해당하는 상태로 전환되는 사이의 시간을 설정합니다. 마이크로 회로 내부의 RESO와 GND 핀 사이에 연결된 트랜지스터가 닫힙니다. 저항 R6은 이 트랜지스터의 오픈 콜렉터 부하를 제공합니다. RESO 신호를 사용하여 안정기의 출력 전압과 다른 전압에 바인딩하려는 경우 저항 R6이 설치되지 않고 RESO 신호 수신기 내부에 오픈 컬렉터 부하가 연결됩니다.

저항 R4는 INHI 입력(DA6의 핀 1)에서 제로 전위를 제공하며 이는 마이크로 회로의 정상 작동에 해당합니다. 스태빌라이저는 외부의 높은 TTL 신호로 끌 수 있습니다.

KD636AS 다이오드(총 허용 전류가 이 스태빌라이저에 필요한 전류를 크게 초과함)를 사용하면 장치 비용이 약간 증가하면서 효율을 3 ~ 5% 높일 수 있습니다. 이로 인해 방열판의 온도가 낮아지고 결과적으로 크기와 무게가 감소합니다.

저항 R7 및 R8은 출력 전압을 조정하는 데 사용됩니다. 저항 R7 슬라이더가 회로에 따라 낮은 위치에 있을 때 출력 전압은 각각 최소이고 DA1 마이크로 회로의 기준 전압과 동일하며, 위쪽 위치에 있을 때 출력 전압은 최대입니다.

SCR VS1은 CBI 입력(DA15의 핀 1)의 전압이 DA1 칩의 내부 기준 값을 약 1% 초과하는 경우 CBO 신호(DA1의 핀 20)에 의해 열립니다. 이는 출력의 과도한 전압으로부터 부하를 보호합니다.

C50 - K35-1을 제외한 모든 산화물 커패시터는 K50-53입니다. 커패시터 C6은 세라믹 K10-176이고 나머지는 필름(K73-9, K73-17 등)입니다. 모든 고정 저항은 C2-23입니다. 가변 저항 R2 및 R7 - 4W 전력의 SPZ-0,25aM 브래킷을 사용하여 보드에 설치됩니다. 인덕터 L1은 MP20 퍼멀로이로 만들어진 두 개의 접힌 링 자기 코어 K12x 6,5x140에 감겨 있습니다. 권선에는 42회전의 PETV-2 1,12 와이어가 포함되어 있으며 두 층으로 감겨 있습니다. 첫 번째는 27-28회전, 두 번째는 나머지입니다.

스태빌라이저는 단면 호일 코팅 유리 섬유로 만들어진 보드에 조립됩니다. 보드 도면은 그림 7에 나와 있습니다. XNUMX.

마이크로 회로, 다이오드 및 사이리스터는 하나의 방열판에 장착됩니다. 이 경우 대부분의 경우 마이크로 회로는 플랜지가 핀 8(GND)에 연결되어 있으므로 방열판 표면에서 분리될 필요가 없습니다. 다이오드와 사이리스터는 절연되어야 합니다. 방열판은 약 15~20W의 전력 손실과 30°C의 과열을 기준으로 선택됩니다. 팬을 사용하면 방열판의 크기와 무게를 줄일 수 있습니다(가능한 경우).

주전원 변압기와 정류기에 특별한 주의를 기울여야 합니다. 변압기는 최소 150W의 출력 전력과 약 33V의 개방 회로 출력 전압을 위해 설계되었습니다. 최대 부하에서는 개방 회로 전압에 비해 출력 전압을 1,5V 이하로 줄이는 것이 허용됩니다. . 정류기는 다이오드 전체의 총 전압 강하가 3,5V 이하인 2...XNUMXA의 전류용으로 선택됩니다. 정류기(모놀리식 설계의 경우) 또는 개별 다이오드를 동일한 열에 장착할 수 있습니다. 안정제로 가라 앉습니다.

펄스 변환기는 네트워크 변압기 및 정류기에 대한 좋은 대안이 될 수 있습니다.

검토한 두 장치를 분석하면 차이점을 확인할 수 있습니다. 분명히 첫 번째 안정 장치는 두 번째 안정 장치보다 저렴합니다. 또한 첫 번째 비용을 더욱 줄이는 방법은 매우 분명합니다(KD2997V 다이오드를 효율성이 약간 저하된 KD213V로 교체하고 값비싼 페라이트 자기 코어가 있는 값비싼 퍼마플로이드로 교체). 두 번째 장치에서는 KD213V(KD2997V도 포함)는 관성으로 인해 더 이상 적합하지 않으며 자기 코어를 교체해도 눈에 띄는 비용 절감으로 이어지지 않습니다. 첫 번째 안정 장치의 부품은 라디오 아마추어의 데스크탑에서 찾을 수 있지만 두 번째 안정 장치에 대해서는 말할 수 없습니다.

그러나 첫 번째 장치의 경우 설계 단계에서 더 많은 시간이 필요합니다. 또한 기능은 적지만 요소 수는 더 많습니다.

문학

Titze U., Schenk K. 반도체 회로: 참조 가이드. 당. 그와 함께. -M .: 미르, 1982.
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반도체 장치. 정류기 다이오드, 제너 다이오드, 사이리스터: 핸드북 / A. B. Gitsevich, A. A. Zaitsev, V. V. Mokryakov 등 Ed. A. V. Golomedova. - M.: 라디오 및 통신, 1988.
http://ferrite.ru
bryansk.ru/siV1155EU2.zip

저자: Yu.Semenov, Rostov-on-Don

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정원의 꽃을 솎아내는 기계 02.05.2024

현대 농업에서는 식물 관리 과정의 효율성을 높이는 것을 목표로 기술 진보가 발전하고 있습니다. 수확 단계를 최적화하도록 설계된 혁신적인 Florix 꽃 솎기 기계가 이탈리아에서 선보였습니다. 이 도구에는 이동식 암이 장착되어 있어 정원의 필요에 맞게 쉽게 조정할 수 있습니다. 운전자는 조이스틱을 사용하여 트랙터 운전실에서 얇은 와이어를 제어하여 얇은 와이어의 속도를 조정할 수 있습니다. 이 접근 방식은 꽃을 솎아내는 과정의 효율성을 크게 높여 정원의 특정 조건은 물론 그 안에 자라는 과일의 종류와 종류에 대한 개별 조정 가능성을 제공합니다. 다양한 유형의 과일에 대해 2년 동안 Florix 기계를 테스트한 후 결과는 매우 고무적이었습니다. 몇 년 동안 Florix 기계를 사용해 온 Filiberto Montanari와 같은 농부들은 꽃을 솎아내는 데 필요한 시간과 노동력이 크게 감소했다고 보고했습니다. ...>>

고급 적외선 현미경 02.05.2024

현미경은 과학자들이 눈에 보이지 않는 구조와 과정을 탐구할 수 있도록 함으로써 과학 연구에서 중요한 역할을 합니다. 그러나 다양한 현미경 방법에는 한계가 있으며, 그 중 적외선 범위를 사용할 때 해상도의 한계가 있습니다. 그러나 도쿄 대학의 일본 연구자들의 최근 성과는 미시세계 연구에 새로운 가능성을 열어주었습니다. 도쿄 대학의 과학자들은 적외선 현미경의 기능에 혁명을 일으킬 새로운 현미경을 공개했습니다. 이 첨단 장비를 사용하면 살아있는 박테리아의 내부 구조를 나노미터 규모의 놀라운 선명도로 볼 수 있습니다. 일반적으로 중적외선 현미경은 해상도가 낮다는 한계가 있지만 일본 연구진의 최신 개발은 이러한 한계를 극복했습니다. 과학자들에 따르면 개발된 현미경은 기존 현미경의 해상도보다 120배 높은 최대 30나노미터 해상도의 이미지를 생성할 수 있다고 한다. ...>>

곤충용 에어트랩 01.05.2024

농업은 경제의 핵심 부문 중 하나이며 해충 방제는 이 과정에서 필수적인 부분입니다. 심라(Shimla)의 인도 농업 연구 위원회-중앙 감자 연구소(ICAR-CPRI)의 과학자 팀은 이 문제에 대한 혁신적인 해결책, 즉 풍력으로 작동되는 곤충 공기 트랩을 생각해냈습니다. 이 장치는 실시간 곤충 개체수 데이터를 제공하여 기존 해충 방제 방법의 단점을 해결합니다. 트랩은 전적으로 풍력 에너지로 구동되므로 전력이 필요하지 않은 환경 친화적인 솔루션입니다. 독특한 디자인으로 해충과 익충을 모두 모니터링할 수 있어 모든 농업 지역의 개체군에 대한 완전한 개요를 제공합니다. "적시에 대상 해충을 평가함으로써 우리는 해충과 질병을 모두 통제하는 데 필요한 조치를 취할 수 있습니다"라고 Kapil은 말합니다. ...>>

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일반 먼지의 치명적인 위험 15.12.2018

미국 노스웨스턴 대학(일리노이)의 과학자들은 먼지 입자의 미생물과 함께 항균 물질인 트리클로산이 다양한 미생물을 항균제에 저항하게 만드는 것을 발견했습니다.

연구자들은 트리클로산이 미생물의 유전 암호를 변경하여 항균 효과가 있는 세척 제품의 광범위한 사용에 적응한다고 말합니다. 결과적으로 건물을 청소하려면 박테리아의 유전 적 구성을 처리하여 특수 치료를 수행해야합니다.

전문가들에 따르면 체육관, 술집, 도서관 또는 대학의 먼지에는 2016년 미국에서 위생용품의 성분으로 금지된 트리클로산이 포함되어 있습니다.

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