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라디오 전자 및 전기 공학의 백과사전 XNUMX채널 카세트 레코더. 무선 전자 및 전기 공학 백과사전
현대의 휴대용 스튜디오에서 기본 사운드 녹음을 수행하려면 녹음기가 있어야 하며 그 기능은 다중 채널 아날로그 카세트 녹음기로 수행할 수 있습니다. 저자는 간단한 75채널 장치를 만들려고 시도했습니다. 그 특징은 신호 스펙트럼에 대한 녹음 경로의 적응성이며, 그 결과 높은 가청 주파수 영역에서 경로의 과부하 용량이 크게 증가했습니다. 소음 감소를 위해 컴퓨터 프로그램을 사용하는 후속 신호 처리를 통해 음반 컴팬딩 없이 80...XNUMXdB의 신호 대 잡음비를 달성할 수 있습니다. 자기 테이프 움직임의 높은 안정성은 석영 발진기가 있는 속도 안정기에 의해 제공됩니다. 기사에 설명된 노드 설계는 Mayak MP-249S LPM을 기반으로 하는 레코더 제조를 위한 것입니다. 이러한 장치는 휴대용 믹싱 콘솔과 함께 많은 도시에 존재하는 음악 앙상블 및 합창단의 "라이브"콘서트를 녹음하는 데 매우 적합하며 아마추어 음악 스튜디오 장비에 유용한 추가 기능이 될 것입니다. 디지털 사운드 재생 방법은 우리의 일상 생활에 확고하게 자리 잡았습니다. R-DAT 테이프 레코더 및 CD 레코더와 같은 디지털 레코더에 대해서도 마찬가지입니다. 이러한 장치는 다양한 녹음 애호가가 여전히 접근하기 어렵습니다. 이러한 장치의 주요 단점은 32개 채널 이상의 고품질 녹음이 불가능하다는 것입니다. 일부 DAT 레코더에서 사용할 수 있는 12채널 녹음 옵션은 Hi-Fi 표준(DIN 45500)과 호환되지 않는 8kHz 샘플링 속도와 2430비트 비균일 양자화만 사용합니다. 동시에 대부분의 믹싱 콘솔에는 24채널 출력이 있으며 예를 들어 "라이브" 음악을 녹음할 때 다중 채널 녹음은 채널의 별도 신호 처리로 인해 최종 스테레오 사운드를 크게 향상시킬 수 있는 추가 기회를 제공합니다. 2424채널 AKAI DR-6290($XNUMX)부터 XNUMX채널 Tascam MX-XNUMX($XNUMX)까지 디지털 멀티트랙 녹음 시스템이 있지만 많은 사람들이 사용할 수 없는 것은 분명합니다. 동시에 아날로그 다중 채널 사운드 녹음의 가능성은 결코 소진되지 않았습니다. 이는 STUDER(스위스)의 A-820 및 ATARI(일본)의 MTR-15와 같은 아날로그 스튜디오 릴 투 릴 테이프 레코더의 지속적인 생산으로 입증됩니다. 이들은 복잡하고 값 비싼 다중 속도 테이프 레코더이지만 신호 대 잡음비가 40 ... 28000dB 인 75 ... 78Hz의 주파수 대역과 같은 높은 기술적 특성도 가지고 있습니다. 또한 Fostex X-34 포트 스튜디오($550)는 소형 카세트에 XNUMX채널 녹음을 제공합니다. 아날로그 사운드 녹음의 주요 단점은 불충분한 신호 대 잡음비: 50...56dB(무가중, IEC-1 테이프에서), 자기 테이프의 감소 및 녹음 시 큰 비선형 왜곡입니다. 6...8kHz 이상의 주파수에서. Dolby A, B, C, dbx, Hicom, Super D 등 다양한 컴팬더 노이즈 감소 시스템에서 신호 대 잡음비가 10 ~ 15dB 증가합니다. 최신 컴퓨터 노이즈 감소 알고리즘 사용 Sound Forge에서 사용할 수 있는 사운드 편집기는 이제 컴팬딩의 대안이 되었습니다. 각 주파수 대역에서 잡음 감소 임계값의 예비 결정. 이러한 음반 처리를 통해 신호 대 잡음비를 15...20dB까지, 신호 대 일반 잡음비를 40...50dB까지 향상시킬 수 있습니다. 아날로그 편향된 고음 녹음을 개선하려는 시도는 다양한 방식으로 이루어졌습니다. 여기에는 높은 수준의 고주파 신호(Akai의 ADRS 장치 및 Tandberg의 DYNEQ)를 기록할 때 RF 보정 깊이 제한과 동적 바이어스 사용이 포함됩니다. 특히 흥미로운 것은 1cm/s의 테이프 속도에서 작동하는 릴-투-릴 테이프 레코더에 대해 위에서 언급한 방법의 조합을 제안하는 O. Zaitsev[9,53]의 기사입니다. 제안된 기사는 4,76cm/s의 속도로 "라이브" 음악을 녹음하는 레코더인 157채널 카세트 레코더의 주요 구성 요소를 제시합니다. 자기 테이프의 출력 증가, 고주파에서 기록 경로의 비선형성 감소는 기록 증폭기(US)의 고주파 보정 깊이와 고주파 바이어스 전류를 조정하여 달성됩니다. 공간을 절약하기 위해 이 기사에서는 하나의 녹음 및 재생 채널(나머지는 동일)의 개략도와 K2UDXNUMX 칩 사용과 관련된 두 채널의 인쇄 회로 기판을 보여줍니다. UV 및 US 레코더의 XNUMX채널 버전에는 두 세트의 인쇄 회로 기판이 필요합니다. 소거 및 바이어스 발생기(GSP)는 1개의 기록 채널의 작동을 보장합니다. 바이어스 전류를 줄이기 위해(IEC-98,3 자기 테이프를 사용할 때) 일반적으로 공급 전압을 줄입니다. 이로 인해 소거가 저하되고 GSP 주파수가 변경되어 바이어스 주파수가 있는 발진에 대한 트랩 필터의 작동이 중단됩니다. 우리는 일정한 공급 전압에서 작동하는 12의 주파수 체배기(frcn = XNUMXkHz)가 있는 석영 공진기(클록)를 기반으로 하는 GSP를 개발했습니다. 고주파 바이어스 변조기는 가변 품질 계수를 가진 병렬 발진 회로를 기반으로 만들어집니다. 해당 주파수 분할 후 석영 발진기의 진동은 타코 제너레이터가있는 콜렉터 DC 모터로 사용되는 LPM의 모터 샤프트의 회전 속도를 안정화하기 위해 디지털 PLL 장치에도 사용됩니다 (VCR "Electronics VM에서 -XNUMX"). 1 채널 (스테레오) 버전의 카세트 테이프 레코더의 주요 구성 요소에 대한 기능 다이어그램이 그림에 나와 있습니다. XNUMX.
BG1 범용 헤드 유닛은 SA1 스위치를 통해 120채널 재생 증폭기 또는 녹음 증폭기에 연결됩니다. 재생 증폭기는 70 및 2μs(Fe03 02 또는 Cr0 기반 테이프의 경우) 시정수를 전자적으로 전환하고 재생을 제외한 CVL의 모든 작동 모드에서 출력을 차단합니다. 블록의 작동 모드는 해당 키에 적용되는 5V 및 +XNUMXV의 논리 전압 레벨에 의해 제어됩니다. 다이어그램을 단순화하기 위해 제어 장치와 전원 공급 장치가 표시되지 않습니다. 그 구조는 사용되는 CVL 유형과 테이프 레코더의 요구 사항에 따라 다릅니다. 차단 주파수가 20...22kHz인 저역 통과 필터가 녹음 채널의 입력에 설치됩니다. 초음파 신호의 출력에서 진폭 검출기 AD1, AD2로 공급되고 고주파 바이어스(HFF) 주파수에 맞춰진 필터 플러그 LfSf를 통해 기록 헤드로 공급됩니다. VChP 전압 변조기는 튜닝 커패시터 Sp를 통해 범용 헤드에 연결됩니다. AD1의 출력 전압은 Mod 1 VChP 변조기를 제어합니다. 기록된 신호(7 ... 20kHz)에서 고주파 구성 요소의 레벨과 주파수가 증가하면 변조기 출력의 VChP 전압이 감소합니다. AD2 출력의 전압은 고주파 보정 깊이 적응 장치(링크 LkCkRkVT1)에 공급되어 기록 레벨과 신호 주파수가 증가함에 따라 고주파 보정 깊이를 감소시킵니다. GSP는 외부 여기가 있는 발전기로 설계되었으며 1배의 주파수 체배기와 부하가 소거 헤드 BS32,768인 전력 증폭기로 구성됩니다. 곱셈기의 입력은 LPM 엔진의 디지털 PLL에 위치한 석영 발진기에서 1kHz의 주파수를 갖는 사행 모양의 변동을 수신합니다. 소거 헤드는 PA 출력에서 발진 회로로 들어가며 여기에서 소거 전압은 녹음 채널의 변조기 Mod 2 및 Mod 3(4채널 버전 및 채널 XNUMX, XNUMX의 변조기)에 공급됩니다. 디지털 PLL을 기반으로 만들어진 구동 모터용 속도 안정기 블록에는 32768Hz 주파수의 석영 자체 발진기, 2개의 주파수 분배기(FCH), 주파수 위상 PFD 검출기, 비례 적분 PIF 필터가 포함됩니다. , 타코제너레이터 TG 및 증폭기 제한기 UO가 있는 DC 증폭기 UOC 컬렉터 모터. TG의 신호에 대한 피드백으로 인해 엔진 속도의 안정화가 수행됩니다. 제한 증폭기에서 모터 TG 출력의 정현파 전압은 일련의 직사각형 펄스로 변환되며 DC1에서 주파수 분할 후 PFD에서 DC0,05을 통과한 수정 발진기 펄스와 주파수 및 위상이 비교됩니다. 비례 적분 회로의 출력에서 오류 신호는 UPT에서 증폭되어 전기 모터에 공급되며 결과적으로 PFD 입력에서 펄스 시퀀스의 주파수 및 위상이 일치 할 때까지 샤프트 회전 주파수가 변경됩니다. 이러한 블록 구조는 벨트의 평균 속도의 높은 안정성(±XNUMX% 이상)을 얻을 수 있고 캡스턴 회전 속도의 최소 변동 계수를 보장합니다. 제조 회전 부품의 정확성. 재생 증폭기(UV)의 개략도는 Fig. 2. 여기에서 하나의 HC 채널 구성이 설명됩니다. 다른 채널도 비슷하게 배열됩니다. 재생 모드에서 범용 헤드 BG1.1의 신호는 커넥터 X2 및 릴레이 K1의 접점을 통해 트랜지스터 VT4에서 만들어진 저잡음 증폭기의 베이스로 공급됩니다. 두 채널에 공통되는 릴레이 제어 장치 K1, K2는 트랜지스터 VT1 - VT3, VD2,2, HL3, R1, C12에서 -4V의 파라메트릭 전압 조정기 및 연산 증폭기 공급 장치의 전압 안정기 ± 9,5V로 제작되었습니다. VT5, VD5, R24 및 VT8, VD4, R28 요소에서 각각.
저주파 잡음을 줄이기 위해 저잡음 증폭 트랜지스터의 베이스에 헤드를 직접 연결했습니다. 에미 터 전류 VT4의 안정화는 안정기에 연결된 저항 R10-2,2V를 사용하여 수행됩니다. SW의 고주파 보정은 헤드 BG1.1의 인덕턴스에 의해 형성된 병렬 발진 회로의 공진으로 인해 달성되며 커패시터 C1. 회로는 테이프 레코더 18 ... 20 kHz의 상한 주파수로 조정되며 저항 R7은 원하는 품질 계수를 제공합니다. 커패시터 C3은 스테이지 입력으로 들어가는 고주파 노이즈 수준을 줄입니다. 저항 R13은 SW의 출력 전압의 공칭 레벨을 설정하기 위해 요소 C6, R11, R13을 통해 OOS의 깊이를 변경하여 캐스케이드의 증폭을 조절합니다. 요소 C2, R8은 VT4 컬렉터 회로의 전력을 추가로 필터링합니다. 저항 R9에서 증폭된 신호는 커패시터 C5를 통해 저항 R14가 연산 증폭기 DA1.1의 비반전 입력에 공급됩니다. C7L1 시리즈 발진 회로는 바이어스 주파수에 맞춰진 노치 필터입니다. 이 회로는 두 개의 CVL이 있는 테이프 레코더에서 덮어쓰기 모드에서 HC와 녹음 채널을 동시에 작동하는 데 필요합니다. 하나의 LSM을 사용하는 경우 형상 요소가 설치되지 않습니다. 연산 증폭기 DA1은 저항 R18을 통한 직류용 OOS로 덮여 있습니다. 교류의 경우 필요한 주파수 응답 보정을 형성하는 주파수 종속 OOS는 R20R21 분배기와 R19C11R17R16C8 회로를 통해 작동합니다. VT7 트랜지스터 스위치는 R23C14 회로를 연결하여 Fe203 테이프에 수정 회로의 시간 상수를 70에서 120μs로 변경합니다. 커패시터 C9는 초음파 주파수에서 증폭기의 여기를 방지합니다. OU의 핀 13에서 저항 R22, R25(VT6의 개인 키 포함)를 통해 신호가 출력됩니다. 트랜지스터 VT6은 재생 모드를 제외한 모든 LPM 작동 모드에서 개방되어 있으며 스위칭 노이즈 및 기타 노이즈가 테이프 레코더의 출력으로 전달되는 것을 차단합니다. 하나의 녹음 채널의 개략도가 그림 3에 나와 있습니다. 삼.
커패시터 C1을 통한 입력 신호는 트랜지스터 VT1의 이미 터 팔로워의베이스로 공급 된 다음 요소 R2, R4에 조립 된 Zolotarev-Kauer 주파수 응답 [5]의 근사값으로 활성 저역 통과 필터로 공급됩니다. , R7, C4 - C6 및 VT2. 컷오프 주파수는 20kHz로 선택되고 억제 대역의 주파수 응답 기울기는 옥타브당 약 30dB입니다. 분배기 R1R2는 연산 증폭기 DA1의 비 반전 입력에서 바이어스 전압이 1.1에 가까운 VT31,25을 기반으로 전압을 제공합니다. LPF는 GPS 진동으로 들을 수 있는 비트를 생성하는 입력 신호의 초음파 구성 요소를 억제합니다. 이러한 구성 요소는 스테레오 튜너 (38 또는 44,1kHz 부반송파 주파수 및 해당 고조파의 진동 형태) 및 CD 플레이어 (XNUMXkHz 샘플링 주파수의 펄스 및 그 배음). 녹음 증폭기는 K157UD2 연산 증폭기에 조립되며 피드백 회로에는 저주파 보정 R10, R13, C10, C7, R8 및 적응형 고주파 보정 C8, L1, R9, VT3 요소가 포함됩니다. RF 보정의 깊이는 저항 R9의 총 저항과 VT3에서 트랜지스터 스테이지의 출력 저항에 의해 결정됩니다. 낮은 입력 신호 레벨에서 트랜지스터 VT3은 저항 R12, R27 및 R25를 통해 흐르는 기본 전류로 인해 포화 상태에 가깝습니다. C8L1 회로의 품질 계수는 최대이며 RF 보정 깊이는 14dB에 이릅니다. 기록 증폭기의 출력(단자 13 DA1)은 저역 통과 필터 R16C12, 절연 커패시터 C17, 바이어스 전압 필터 플러그 C20L2, 기록 전류를 안정화하는 저항 R31을 통해 커넥터 X4에 신호가 연결됩니다. 커넥터 X1(그림 2 참조)에 공급되고 X2를 통해 범용 헤드 BG1에 공급됩니다. 또한 녹음 레벨 표시기에 공급되는 R17R21C13 신호의 분배기와 고주파 바이어스 변조기를 제어하는 요소 C15, VD1, R23, VT7, R26, C19의 검출기 입력 및 트랜지스터 VT11에서 인버터의 입력 회로 C14, R4 . 저항 R26은 다이오드 VD1과 이미 터-베이스 접합 VT7의 초기 바이어스를 제공하여 감지 특성의 초기 섹션의 선형성을 높입니다. 검출기의 입력 신호에 RF 성분이 없으면 회로에 따른 검출기 커패시터 C19의 상단 단자 전압은 +1V입니다. VT3 트랜지스터를 통해 기록하는 동안 RF 보정 깊이를 제어하는 검출기는 출력에 병렬로 연결된 두 개의 이미 터 검출기 C14R19VT5 및 C16R22VT6 형태의 전파 회로에 따라 만들어지며 입력에는 역상 전압이 공급됩니다. 검출기의 부하는 요소 R25 및 C18입니다. 저항 R24는 커패시터 C18의 피크 방전 전류를 제한합니다. 저항 R27은 트랜지스터 VT5, VT6의 이미 터-베이스 접합의 초기 바이어스를 생성합니다. 이러한 감지기의 병렬 연결은 포락선 리플의 주파수를 두 배로 늘리고 균일한 고조파의 부재로 인해 조정된 신호의 왜곡을 줄입니다. 신호의 레벨과 주파수가 증가함에 따라 검출기의 커패시터 C18 양단의 전압이 +0,9V에서 -2V로 변경되어 트랜지스터 VT3이 닫히고 RF 보정 깊이가 감소합니다. 바이어스 전압 변조기는 변조기의 트랜지스터 VT22에 의해 회로의 평균 손실 저항을 변경하여 품질 계수가 제어되는 병렬 발진 회로 C3L32R8를 기반으로 만들어집니다. 공진 주파수에서 회로의 반응성 요소의 저항은 직렬 손실 저항보다 Q배(Q는 회로의 품질 계수) 더 큰 것으로 알려져 있습니다. 손실 저항의 역할은 병렬 연결된 요소 R32, VD2와 트랜지스터 VT8의 컬렉터-에미 터 저항에 의해 수행됩니다. 회로의 유도 분기에 흐르는 전류는 인덕턴스와 등가 손실 저항이 동일하기 때문에 이러한 요소의 전압 강하는 저항에 비례합니다. 따라서 회로 QE = 10의 품질 계수와 회로의 전압 진폭(예: 50V)을 사용하면 손실 저항 양단의 전압 진폭은 5V에 불과하고 저전력 저전압 트랜지스터는 회로의 품질 계수를 변경하는 데 사용됩니다. 트랜지스터 VT32의 베이스-컬렉터 접합의 저항 R8 양단 전압의 음의 반파로 개방을 방지하기 위해 다이오드 VD2가 사용됩니다. 따라서 진동 회로의 품질 계수 변경은 트랜지스터 변조기 VT8의 출력 저항을 콜렉터 전압의 양의 반주기로 변경하여 수행됩니다. 병렬 회로(f = fo에서)의 등가 공진 저항은 공식 Rer = QeVL3/C22로 계산되며 Qe가 변경될 때 변경되는 것으로 알려져 있습니다. GSP의 전압이 커패시터 C23을 통해 설명된 회로에 공급된다는 점을 고려하면 가변 품질의 R3, VD22, VT32 요소가 있는 병렬 발진 회로 L2C8가 하부 암의 역할을 수행하는 전압 분배기를 얻습니다. 요인. 따라서 바이어스 전압이 변조됩니다. 기록 증폭기 출력 신호의 RF 구성 요소의 낮은 레벨에서 검출기의 이미 터 VT1에서 +7V 전압은 저항 R28을 통해 트랜지스터 VT8을 포화시킵니다. 이 경우 회로의 손실 저항은 최소이고 L3C22 회로의 바이어스 전압은 최대입니다. 커패시터 C21을 통해 범용 헤드 회로로 들어갑니다. RF 구성 요소의 레벨 및 (또는) 주파수가 증가함에 따라 회로에 따라 커패시터 C19의 상위 출력 전압이 감소하고 트랜지스터 VT8의 출력 저항이 증가합니다 (전압의 양의 반파 수집기). 이 경우 해당 기간 동안 회로의 평균 손실 저항이 증가하고 품질 계수 및 등가 공진 저항이 감소합니다. 결과적으로 L3C22 회로의 바이어스 전압이 감소합니다. 요소 R28, R29, R30은 회로의 전압이 최대값의 8/1로 떨어질 때 VT3에서 변조기의 변조 특성 선형성을 보장합니다. 제안된 변조기의 장점은 제어의 높은 선형성, 바이어스 전압의 추가 필터링, 단순성, 저전압 저전력 트랜지스터(lk max<100 MA, Uke max<100...20 V), 예를 들어 KT30B . 단점은 인덕턴스 L315의 존재와 L3C3 회로를 GSP 주파수로 튜닝해야 한다는 점입니다. 소거 및 바이어스 생성기의 개략도가 그림 4에 나와 있습니다. 네.
듀티 사이클이 2이고 주파수가 32,768kHz인 직사각형 발진은 C1R1 회로를 통해 리딩 모터의 디지털 PLL 장치의 석영 발진기에서 C2L1 발진 회로의 입력으로 공급됩니다. 주파수를 곱하기 위해 "meander" 모양의 세 번째 전압 고조파가 회로가 조정되는 주파수에 사용됩니다. 요소 R2, VD1, C3는 GSP의 후속 캐스케이드 및 온도 안정화에 필요한 작동 모드를 제공합니다. 트랜지스터 VT1의 이미터 팔로워는 L1C2 체배기 회로의 높은 공진 저항과 전력 증폭기의 입력 임피던스를 일치시킵니다. GSP의 포함은 요소 R5, R2, C3의 연결 지점에 +4V의 전압을 적용하여 수행됩니다. GSP 전력 증폭기는 콜렉터 회로에 C2C3L6BS7 발진 회로가 불완전하게 포함된 공통 이미 터 회로에 따라 만들어진 VT2 트랜지스터의 이미 터 팔로워와 VT1의 공진 증폭기로 구성됩니다. 저항 R4는 90도에 가까운 컬렉터 전류의 차단 각도에서 발전기의 임계 작동 모드를 설정하는 데 사용됩니다. 발진 회로의 인덕턴스 역할은 인덕터 L2와 소거 헤드 BS1에 의해 수행되며 인덕턴스는 약 360μH입니다. 커패시터 C7은 발진기 회로를 98,3kHz의 주파수로 미세 조정하는 데 사용됩니다. 저항 R7은 이미 터 전류 (콜렉터 전류와 실질적으로 동일)를 측정하는 역할을하며 OOS 회로의 요소이므로 최종 단계의 입력 저항을 약간 증가시키고 모드를 추가로 안정화시킵니다. 요소 C8, L3, C9는 전원 회로를 따라 GSP의 주파수로 진동 필터를 형성합니다. 저항 R1이 있는 스위치 SA8은 정상("Fe203") 및 높은("Cr02") 바이어스 레벨을 사용하여 다양한 유형의 테이프에 대한 소거 및 바이어스의 전압(및 전류)을 변경합니다. 발진 회로를 부분적으로 켜면 (켜짐 계수 p \u0,22d 6) 커패시터 C85의 전압 스윙이 8V의 커패시터 C12의 공급 전압에서 최소 1V로 달성됩니다 (정상 바이어스 레벨의 테이프의 경우) , 스위치 SA110이 열려 있음) 및 닫힌 접점이있는 약 2V. 필요한 경우 인덕터 L6의 인덕턴스를 줄임으로써 이 전압을 높일 수 있습니다. 회로의 커패시터 C7, C1의 전압은 기록 채널의 일부인 바이어스 전압 변조기에 공급됩니다(그림 3 및 XNUMX 참조). 디지털 PLL 블록의 개략도 LPM의 리드 모터는 Fig. 5. 기능도(그림 1 참조)에 따라 제작한다. 트랜지스터 VT1, VT2 및 석영 "클럭" 공진기 ZQ1(FKB = 32768Hz)에서 기준 주파수 생성기가 만들어지며 저항 R7에서 발진이 GSP 장치와 주파수 분배기 DC1의 입력으로 공급됩니다. {CN1 DD1 입력). 분할 비율을 설정하는 다이오드 VD1-VD2의 디지털 미세 회로 DD1, DD4 및 "AND"요소와 R14, R15, C9 요소로 만들어집니다.
다이어그램에 표시된 다이오드의 경우 주파수 분할 계수 N1은 202입니다. DD1의 카운터 내용이 값 202 = 2 + 8 + 64 + 128에 도달하면 논리적 "12"이 핀 14, 5, 6에 나타납니다. , DD1 칩의 1, 다이오드 VD1-VD4가 닫히고 적분 회로 R14C9를 통한 리셋 펄스는 카운터 DD1, DD2.1을 입력 R에서 초기 상태로 리셋합니다. 출력 DD1, DD2에 추가 다이오드를 설치하면 1에서 2까지의 N511 계수 값을 이진 코드로 다이얼링 할 수 있습니다. 핀 32768 DD202에서 비교 주파수가 162,2/11 = 2Hz인 펄스가 주파수 위상 검출기가 조립된 DD3 칩의 첫 번째 트리거에서 입력으로 공급됩니다. 두 번째 입력 ChfD - 입력 카운터 DD3의 다른 절반 (출력 핀 2 DD2)에서 만들어진 두 번째 주파수 분배기 ДЧ5에서 펄스를 수신하는 동일한 DD2의 하단 트리거 회로에서 입력됩니다. 주파수 분할 계수는 N2 = 8로 선택됩니다. 입력 DF2(핀 1 DD2)는 트랜지스터 VT3, VT4에 조립된 제한 증폭기의 출력에서 펄스를 수신합니다. DPLT 전기 모터의 타코제너레이터에서 나오는 정현파 전압은 CR의 입력에 작용하며 주파수는 ftg = 38fdv의 비율로 엔진 속도와 관련됩니다. PLL이 캡처 모드에 있을 때 PFD 입력에서 펄스 시퀀스의 주파수는 동일합니다. fqv/N1 = ftrg/N2 = 38fmot/N2 = 162Hz. 리셋 입력 R DD3은 다이오드 VD5 및 VD6의 "AND" 요소를 통해 직접 트리거 출력에서 펄스를 수신합니다. 회로에 따른 상부 트리거의 반전 출력(핀 2)은 저항 분배기 R20R21을 통해 VT8의 키 입력에 연결되고 분배기 R13R22을 통한 하부 트리거(핀 23)의 직접 출력은 VT9의 키 입력. 전류 제한 저항 R24, R25의 연결 지점에서 PFD의 출력 전압은 비례 적분 필터 R26C14R29C15에 공급되며, 출력에서 두 개의 이미 터 팔로워 (VT10, VT5)를 통해 평활화 된 전압이 전원에 공급됩니다. 트랜지스터 VT6, VT7 기반 증폭기. 부하 VT6은 VCR "Electronics VM-12"에 사용되는 타코제너레이터가 있는 DPLT 유형의 컬렉터 DC 모터입니다. 저항 R7가있는 트랜지스터 VT19은 모터를 감쇠시키고 과도 시간을 줄이고 커패시터 C1와 함께 L2, L12를 초크합니다. C13은 콜렉터 스위칭 노이즈를 줄입니다. PLL 블록의 설명된 구성을 사용하면 단순히 DD2 출력을 전환하여 모터 샤프트 속도를 정확히 두 번 변경할 수 있습니다. 따라서 핀 11 DD3을 핀 4 DD2에 연결하면 속도(및 테이프 속도)가 절반으로 줄어들고 핀 6 DD2를 사용하면 LPM 엔진의 속도가 두 배가 됩니다. Mayak M-1S-249 카세트 테이프 레코더의 CVL을 예로 들어 분할 계수 N1을 계산하는 방법을 제시해 보겠습니다. 초기 데이터: 캡스턴 축 직경 dT = 3mm, 플라이휠 직경 dM = 91,2mm, 엔진 풀리 직경 dsh = 13,5mm, 벨트 속도 \/l = 47,625mm/s. 벨트의 미끄러짐이 없는 경우 위의 매개변수와 관련된 계산 공식을 얻었습니다.
얻은 값을 가장 가까운 정수 N1 = 202로 반올림하는 반면 엔진 속도는 (202,084/202 -1) 100% = 0,041%만큼 공칭보다 높아 상당히 수용 가능합니다. PLL 블록의 다양한 지점에서 발진 주파수는 다음과 같습니다. fkv = 32768Hz, ftg = N2fkv / N1 = 1297,7Hz, fav = fqv/N1 = 162,2Hz, fmotor = ftrg /38 = 34,151Hz, p = f 60 = 2049rpm. n \u2049d 5,6rpm의 경우 유휴 상태에서 DPLT 모터에 공급되는 전압은 Udv \u5,8d XNUMX ... XNUMXV입니다. 계수 N1의 계산은 CVL의 다른 매개변수에 대해 수행될 수 있으며, N1의 발견된 값은 카운터 DD1 및 DD2의 출력에서 다이오드를 사용하여 이진 코드로 입력됩니다(그림 5 참조, DD1 및 DD2). 구조 및 세부 사항. 카세트 레코더의 블록은 두께 1,5mm의 단면 호일 코팅 유리 섬유로 만든 인쇄 회로 기판에 만들어집니다. 무화과. 도 6은 녹음 채널 보드를 나타내고,
그림에서 7 - GSP 보드(확대하려면 클릭),
그림에서 8 - 재생 채널 보드,
그림에서 9 - LPM 엔진의 디지털 PLL 보드(확대하려면 클릭).
실장 밀도가 높고 인쇄된 전도체의 일면 배열로 인해 일부 연결(주로 전원 회로)은 인쇄된 전도체 측면에서 납땜된 와이어 점퍼로 이루어집니다. 블록은 일정한 저항 MLT-0,125, 튜닝 저항 - SPZ-1(재생 채널), SP5-16(GSP)을 사용했습니다. 다이어그램에 표시된 대부분의 요소 등급과의 편차는 ± 10%를 초과해서는 안 됩니다. 재생 채널의 저항 R17, R19, R20, R21, R23과 녹음 채널의 R4, R5, R7의 경우 편차는 ±5% 이하로 허용됩니다. 기록 경로의 인쇄 회로 기판에 있는 저항은 수직으로 설치되고 무연 저항 R24(R24')는 인쇄된 도체의 측면에 배치됩니다. 필터 및 보정 회로의 커패시터 C11, C14(재생 채널) 및 C4, C6, C8(녹음 채널) - 편차가 ± 73% 이하인 K17-5 시리즈. GSP의 커패시터 C6(K31 -10), C7 및 녹음 채널의 C20-C22는 작동 전압이 100V 이상이어야 합니다. 산화물 커패시터 - K50-16 또는 K50-35, PLL의 커패시터 C14 - K53- 4, 나머지 - KTM, KM 시리즈. 기록 채널의 인덕턴스 코일 L2와 GSP의 L1은 각각 PELSHO 80 와이어의 0,12턴을 포함하고 장갑 페라이트 자기 코어 OB-14에 배치되며 컵은 두 개의 레이어로 형성된 간격으로 접착됩니다. 트레이싱 페이퍼. 재생 채널의 코일 L1은 185회 회전하고 녹음 채널의 L1은 동일한 와이어의 130회 회전하며 동일한 자기 회로에 배치됩니다. 녹음 채널의 L3 코일은 OB-19 자기 회로에 배치되며 각각 PELSHO 80 와이어의 0,22턴을 포함합니다. 자기 회로의 컵은 비슷한 간격으로 접착됩니다. 코일을 붙이기 전에 인덕턴스를 측정하고 (작업에 해당하는 주파수에서) 필요한 경우 회전 수를 조정하는 것이 바람직합니다. L2로 L3(GSP) 초크 DPM-0,1이 사용되며 L1(PLL에서) - 초크 유형 DM-0,6이 사용됩니다. L2 필터 코일(PLL 장치)은 PELSHO 16 와이어를 반으로 접은 10NM 브랜드의 K4,5x2000x0,22 페라이트 링에 감겨 있으며 2x80 회전을 포함합니다. 이 인덕턴스의 값은 중요하지 않습니다. 필터 요소 C12, L2, C13(PLL)은 소형 인쇄 회로 기판의 모터 근처에 배치됩니다. 트랜지스터 KT3102E(녹음 채널의 VT4)는 금속 케이스에서 KT3102D로 교체할 수 있습니다. 다른 트랜지스터는 다른 문자 인덱스와 함께 사용할 수 있습니다. KD522 시리즈의 다이오드 대신 다이오드 KD521A를 사용할 수 있으며 K561 시리즈의 미세 회로 대신 KR1561을 사용할 수 있습니다. ZD24.12002는 7채널(스테레오) 버전에서 범용 헤드로 사용되었으며, 10트랙 블록 45N12.4210S(BB3,81), Mayak 카세트 레코더의 ZS1 유형 지우기 헤드가 2채널에서 사용되었습니다. 버전. 테이프의 전체 너비(49mm)에 대해 지우기 헤드가 없기 때문에 XNUMX채널 녹음은 소형 카세트의 사전 감자(예: 초크) 테이프에서 수행해야 합니다. 릴레이 RES-XNUMX는 스위치 KXNUMX, KXNUMX로 사용됩니다. 물론 테이프 레코더 장치의 제조 및 조정은 저주파 진동 발생기(주파수 20Hz ... 200kHz), 주파수 범위가 0인 전자 오실로스코프와 같은 측정 장비가 있는 훈련된 라디오 아마추어에게 가능합니다. ... 1 MHz, 밀리볼트미터(1 mV. ..1 V 제한 포함) 및 전자 주파수 측정기(주파수 범위 20Hz...200kHz). 설립 리드 엔진 LPM의 디지털 PLL 블록으로 시작합니다. C12L2C13 필터와 모터 컬렉터 회로가 조립된 블록에 연결됩니다. 타코 제너레이터의 권선은 한 단자에 공통 와이어에 연결되고 다른 단자는 구성표에 따라 커패시터 C13의 왼쪽 단자에 연결됩니다. 저항 R27은 일시적으로 납땜이 해제되고 저항 R26은 최대 저항이 300 ... 500 kOhm 인 가변 저항으로 대체됩니다. 이 장치에는 +15V의 공급 전압이 공급됩니다. 오실로스코프를 사용하여 수정 발진기의 진동이 있는지 확인합니다(VT2 수집기에서). 부재시 안정적인 진동을 얻을 때까지 저항 R2의 저항을 줄이십시오. 32768에 가까운 저항에서 진동이 없으면 석영 공진기가 교체됩니다. 주파수계는 20 ± XNUMXHz 이내여야 하는 발진 주파수를 확인합니다. 오실로스코프와 주파수계를 사용하여 직사각형 펄스의 존재와 주파수가 첫 번째 주파수 분배기(핀 3 DD3)의 출력에서 확인됩니다. 펄스 진폭은 약 10V이고 주파수는 162,2 ± 0,1Hz입니다. R26 대신 포함된 가변 저항의 저항을 줄임으로써 엔진의 전압이 5,6 ~ 5,8V로 증가합니다. LPM에 엔진을 설치하고 풀리에 벨트를 놓는 것이 바람직합니다. 초기 설정은 LPM의 유휴 속도에서 수행됩니다(카세트가 삽입되지 않고 압력 롤러가 캡스턴에 닿지 않음). 오실로스코프는 타코제너레이터의 출력에서 스윙이 약 0,5V인 정현파 진동과 VT9 수집기에서 진폭이 10 ... 4V인 직사각형 펄스가 있는지 확인합니다. 가변 저항을 조정하면 1298Hz의 펄스 반복률이 달성되는 반면 두 번째 주파수 분배기(핀 5 DD2)의 출력에서 펄스 주파수는 162,2Hz와 같아야 합니다. 그런 다음 장치의 전원을 끄고 가변 저항을 풀고 디지털 장치로 저항을 측정하고 R26 대신 가장 가까운 값의 일정한 저항을 납땜하십시오. 이전에 제거한 저항 R27을 설치하고 전원을 켭니다. 전기 모터의 샤프트 속도는 2049rpm이어야 하며 DD3의 단자 11 및 3의 펄스 주파수는 162,2Hz와 같아야 하며 LPM 플라이휠이 손가락으로 제동될 때 변경되지 않습니다. 부하가 증가하면 지정된 속도를 유지하면서 모터의 전압과 소비 전류가 60 ... 70 mA(유휴 상태)에서 300 ... 350 mA까지만 증가해야 합니다. 블록의 최종 설정은 줄자 기록을 재생할 때 이루어집니다("E" 부분). 재생 채널 출력 신호의 주파수는 3150±20Hz(±0,6%) 이내여야 합니다. 얻은 주파수 값이 공칭 값과 일치하지 않으면 새로운 분할 계수 N을 계산하고 다이오드 VD1 - VD5를 사용하여 설정하고 측정 테이프에서 신호 주파수를 다시 측정해야 합니다. GPS 설정 다음 순서로 제작됩니다. 스위치 SA1을 엽니다. 트랜지스터 VT2의 베이스는 0,01μF 커패시터를 통해 공통 와이어에 연결되고 가변 저항 R4의 최대 저항이 설정됩니다. 측정 생성기는 전압의 유효 값이 1V로 설정되고 주파수가 98,304kHz(주파수 측정기로 제어됨)인 블록의 입력에 연결됩니다. 오실로스코프의 Y 입력을 트랜지스터 VT1의 이미 터에 연결하십시오. 기록 모드는 전원 및 제어 전압을 적용하고 L1 코일 트리머를 사용하여 L1C2 회로를 공진으로 조정합니다(최대 신호 스윙에 따라). 트리머로 회로를 조정할 수 없는 경우 커패시터 C2의 커패시턴스를 변경할 수 있습니다. 튜닝이 끝나면 발전기의 주파수를 튜닝하여 정확성을 확신합니다. 이미 터 VT1의 신호 진폭은 주파수가 증가하거나 감소함에 따라 감소해야합니다. 코일 트리머 L1은 열간 접착제로 고정됩니다. 다음으로 0,01μF 커패시터의 출력은 공통 와이어에서 분리되고 신호 스윙이 0,5V 이하로 설정된 측정 생성기의 출력에 연결됩니다. 소거 헤드는 장치와 커패시터 C7에 연결됩니다. 유닛에서 납땜됩니다. 분배기 1:10(입력 커패시턴스 - 15pF 이하)을 사용하는 오실로스코프가 GSP의 출력에 연결됩니다. +15V 전원 및 +5V 제어 전압이 켜집니다.발전기 주파수를 변경하여 C6L2BS1 회로의 공진 주파수 f(를 결정합니다(최대 전압에 따라 스윙은 30 ... f60의 값은 공칭 f1 = 0kHz보다 커야 합니다. 추가 커패시터 C98,304의 커패시턴스는 공식 C7=C7(f6/f12 -12)로 계산되며 GSP에 설치됩니다. 생성기의 주파수를 변경하여 C6C7L2BS1 회로가 98,3 ± 0,5kHz의 주파수로 정확하게 조정되었는지 확인하십시오. 전원을 끈 후 GSP 입력을 PLL 수정 발진기(저항 R7)의 출력에 연결합니다. PLL 장치와 +15V GSP 공급 전압이 켜지고 오실로스코프가 GSP 출력에 연결됩니다. 저항 R4의 저항을 줄이면 GSP 출력 신호의 진폭이 80V 이상입니다. 컬렉터 전류 펄스 VT3(저항 R7에서)의 모양은 코사인에 가깝습니다. 전류 진폭은 0,15A 이하이고 컷오프 각도는 70 ... 80도입니다. 소거 헤드의 전압 스윙은 커패시터 C70의 공급 전압이 약 +8V일 때 최소 12V여야 합니다. 소거 전압 모양은 정현파와 다를 수 있습니다. 재생 경로 설정 (XNUMX 채널 버전에서 설명) 범용 헤드의 작동 간격 경사각 설정, 출력 신호의 공칭 레벨, 채널 위상 확인 및 RF 보정 설정으로 구성됩니다. 범용 헤드는 재생 채널 보드의 X2 커넥터에 연결되고 밀리볼트미터와 오실로스코프는 X1,2 커넥터(핀 5)에 연결됩니다. +1V 전압이 저항 R27 및 R15에 적용됩니다. 공급 전압 +15V 및 -5V가 켜지고 측정 자기 테이프(부품 "H")가 있는 카세트가 테이프 레코더의 LPM에 설치되고 작동 스트로크가 켜집니다. 조정 나사를 사용하여 GU의 위치는 14 ... 0 kHz의 주파수에서 최대 리턴으로 설정됩니다. 550dB(1mVrms)의 공칭 출력 레벨은 작성자가 SONYTC-K45 테이프 레코더의 4kHz 보조 녹음을 재생하여 결정했습니다. 이 테이프 레코더는 공장에서 SONY P-81-L-333 테스트 테이프(0Hz, 3dB) [550]를 사용하여 튜닝되었습니다. 측정 테이프로 조정할 때 333(400)Hz의 주파수에서 13mV의 정격 전압은 먼저 첫 번째 채널(출력 2HZ)에서 저항 R1에 의해 설정되고 두 번째 채널(출력 XNUMXHZ)에서 설정됩니다. . XZ 커넥터의 핀 1, 1를 연결하여 2kHz 신호(부품 "U")에서 채널의 위상을 확인합니다. 채널의 위상이 정확하면 출력 전압이 약간 변경되거나 감소하지 않으며(1 ~ 2dB 이하), 잘못된 경우 1.1에 가까워집니다. 후자의 경우 헤드(BG1.2 또는 BGXNUMX) 중 하나의 결론을 바꿔야 합니다. RF 보정은 측정 카세트의 주파수 패킷("Ch" 부분)을 재생할 때 1 ... 5 kHz 영역에서 최소 주파수 응답 불균일성에 따라 커패시터 C14을 선택하여 각 채널에서 개별적으로 조정됩니다. 10kHz의 주파수에서 주파수 응답은 3dB를 초과해서는 안 됩니다. 결론적으로 VD5 다이오드의 양극에 +6V의 전압을 인가하고 저항 R70에서 +120V의 전압을 일시적으로 꺼서 5/27μs의 시정수를 전환하여 채널을 차단합니다. 에 녹음 경로 설정 먼저 저역 통과 필터의 차단 주파수를 확인하고 고주파 보정 회로의 주파수를 18kHz로 설정하고 L2C20 노치 필터(그림 3 참조)를 바이어스 주파수로 조정하고 L3C22 회로를 튜닝합니다. VChP 변조기. 그런 다음 공칭 기록 레벨과 기록 전류뿐만 아니라 최적의 바이어스 전류와 적응 한계가 설정됩니다. 110mV와 같은 기록 채널의 입력 전압의 rms 값이 최대 입력 레벨로 선택되었습니다. 이 레벨은 아래 주어진 녹음 채널 특성의 0dB에 해당합니다. 조정을 위해 측정 생성기가 기록 채널의 입력에 연결되고 출력 전압이 110mV로 설정됩니다. 전원을 켜고 입력 저역 통과 필터 (DA2 칩의 핀 6 및 1)의 차단 주파수를 -3dB 수준에서 확인하십시오. 20 ~ 22kHz 여야합니다. 44,1kHz 주파수에서 LPF의 감쇠는 36dB 이상이어야 합니다. 출력 DA1(단자 13, 9)에서 전압의 일정한 구성 요소는 ±0,5V를 초과해서는 안 됩니다. 그렇지 않으면 저항 R2를 선택해야 합니다. 그런 다음 발전기 전압이 20dB (최대 11mV) 감소하고 최대 주파수 응답 상승 주파수가 결정됩니다 (단자 13, 9 DA1). 이는 17 ... 18kHz이어야합니다. 주파수가 이 값과 일치하지 않으면 커패시터 C8의 커패시턴스가 선택됩니다. 1mV의 입력 레벨을 유지하면서 생성기 주파수를 18 및 11kHz로 전환하면 보정 깊이가 결정되며 이는 14 ± 1dB 이내여야 합니다. 무화과에. 도 10은 입력 신호의 다양한 레벨(0에서 -24dB까지)에서 측정된 녹음 채널의 주파수 응답 계열을 보여준다. 자동 조정 회로의 작용으로 인해 입력 신호 레벨이 증가함에 따라 고주파 보정 깊이가 2dB로 감소하여 고주파에서 테이프 과부하를 방지합니다. 포인트별 측정 프로세스의 복잡성이 높기 때문에 이러한 특성을 모두 측정할 필요는 없습니다. 이러한 특성은 PC를 이용한 자동 모드에서 측정하였으며, 이에 대해서는 아래에서 자세히 설명하도록 하겠습니다. 13kHz와 9kHz의 주파수에서 핀 1과 10의 rms 전압을 측정하는 것으로 충분합니다. 입력 전압이 1,2mV일 때 각각 1,6V 및 110V여야 합니다.
요소 C15, VD1, R23, VT7, R26, C19에서 만들어진 VChP 적응 검출기의 주파수 응답을 확인합니다. 110Hz의 주파수를 갖는 400mV의 전압이 녹음 채널의 입력에 적용됩니다. 이미 터 VT7에서 1V에 해당하는 정전압을 측정하십시오. 입력 신호의 주파수를 7,9kHz로 높이면 이미 터 VT7의 전압이 16에 가까워집니다. 주파수가 더 증가하면(최대 20 ... 1,2 kHz) 전압이 -1,6 ... -15 V로 떨어집니다. 측정 결과가 주어진 데이터와 일치하지 않으면 커패시터 C390의 값을 선택해야 합니다. 910-XNUMXpF 이내. 다음으로 변조기에 대한 GSP 출력은 기록 보드의 X1 커넥터의 접점 2, 4에 임시로 연결됩니다. 솔더 커패시터 C21, C21'. 기록판과 GPU의 전원을 켭니다. 필터 플러그 L2C20은 커패시터 C12(범위 1 ... 2 V)에서 VChP의 최소 전압으로 조정됩니다. GPU 및 기록 보드의 전원을 끄고 GPU의 출력을 커패시터 C23, C23의 오른쪽 (구성표에 따라) 플레이트로 전환하고 커패시터 C21, C2G를 공칭 값 75pF 및 전압으로 설정합니다. 측정 생성기의 출력에서 XNUMX과 같습니다. 장치의 전원을 켠 후 22:1 분배기를 통해 오실로스코프를 커패시터 C10에 연결하고 트리머 L3을 사용하여 L22C98,3 회로를 최대 전압에서 3kHz의 주파수로 조정합니다. 공진으로 조정할 수 없는 경우 커패시터 C22를 선택해야 합니다. 미세 조정을 통해 커패시터 C22의 전압 스윙은 80 ... 100V입니다. 다음으로 측정 생성기에서 16kHz의 주파수를 설정하고 출력 전압을 0에서 110mV로 부드럽게 증가시킵니다. 커패시터 C22 양단의 전압 스윙은 30 ... 40 V로 감소해야 합니다. 중요한 작업은 작은 신호에 대해 최적의 바이어스 전류를 설정하는 것입니다. 발전기 전압은 11mV로 설정되고 주파수 1 및 10kHz의 진동은 커패시터 C21(22 ... 110pF)의 다른 커패시턴스에 대한 채널 중 하나에 교대로 기록됩니다. 녹음이 재생되고 주파수가 1과 10kHz인 전압이 동일한 옵션이 표시됩니다. 이 옵션에 해당하는 C21의 값이 최적의 값입니다. 절차는 다른 채널에 대해 반복됩니다. 마지막 작업은 녹음 레벨 미터의 감도를 조정하고 공칭 녹음 전류를 설정하는 것입니다. 신호는 저항 R1의 다양한 값에 대해 110kHz의 주파수와 31mV의 입력에서 RMS 값으로 기록됩니다. 동시에 저항 R21의 상단 단자는 기록 미터의 입력(바람직하게는 피크)에 연결됩니다. 저항 R21을 선택하면 미터 판독값이 0dB이 됩니다. 재생하는 동안 재생 채널의 출력에서 550mV의 전압을 제공하는 녹음 옵션이 표시됩니다. 이 옵션에 해당하는 저항 R31의 값이 최적입니다. 테이프 레코더의 종단간 주파수 응답은 다양한 녹음 레벨(20, -20000, -0, -6dB)에 대해 12 ~ 18Hz 범위에서 측정됩니다. 테이프 레코더의 최종 종단 간 주파수 응답을 측정하기 위해 테스트 신호 생성, 등록 및 처리가 PC에서 수행되는 기술을 사용했습니다. 테스트 신호는 Cool Edit Pro 1.2 프로그램을 사용하여 형성되었습니다. 테스트 신호는 세 부분으로 구성됩니다. 처음 두 부분은 각각 1,5kHz의 주파수와 1 및 -5dB의 레벨을 가진 30 기간의 톤 신호였습니다. 세 번째 부분은 20...20000 Hz 범위에서 기하급수적으로 변화하는 주파수를 가진 30초 지속 시간의 신호입니다. 주파수가 기하급수적으로 변하는 신호를 생성하기 위해 Generate Tones 명령을 Duration 20초, 초기 설정 20000Hz, 최종 설정 XNUMXHz, Log Sweep, Flavor Sine 설정과 함께 사용했습니다. 레벨이 다른 두 개의 톤 펄스는 최종 특성 시각화 프로그램을 보정하는 데 사용됩니다. 사용된 사운드 카드의 고르지 못한 주파수 응답을 고려하기 위해 Cool Edit Pro 프로그램에서 30밴드 그래픽 이퀄라이저를 사용하여 테스트 신호를 수정했습니다. 테스트 신호는 Creative SB 128 사운드 카드를 통해 PC에서 출력되었으며, 자기 테이프에 녹음된 테스트 신호는 YAMAHA YS-724 사운드 카드를 사용하여 재생 시 PC에 입력되었습니다. 20...20000Hz의 주파수 범위에서 측정된 입출력 장치(테이프 레코더 없음)의 고르지 않은 주파수 응답은 ±0,5dB를 초과하지 않았습니다(테스트 신호에서 사운드 카드의 주파수 응답을 수정한 후). 또한 신호 포락선을 결정하고 측정 결과를 두 축을 따라 일반적인 좌표로 기록하기 위해 기록된 파일을 처리했습니다. 이를 위해 주파수 응답 측정 결과를 시각화하기 위한 프로그램을 델파이 언어로 작성하였다. 프로그램 작동 알고리즘의 단순화된 블록 다이어그램이 그림 11에 나와 있습니다. 열하나.
테스트 신호 포락선은 이동 평균 방법을 사용하여 계산되었습니다. 이를 위해 테스트 신호에 대해 다음 작업을 수행했습니다. 모듈러스를 계산한 다음 주어진 시간 간격 동안 데이터를 평균화하여 결과 주파수 응답 지점을 계산했습니다. 엔벨로프의 평균 시간은 0,1...2초 내에서 빠르게 변경됩니다. 시간 간격의 일반적인 값은 0,1...0,4초입니다. 이 프로그램에는 두 좌표 축을 따라 표시된 주파수 응답의 임의 스케일링 가능성을 제공하는 간단한 그래픽 인터페이스가 있어 계산 결과를 그래픽 형식과 배열로 모두 저장할 수 있습니다. 이 프로그램은 또한 협대역(1/3 및 1/6 옥타브) 노이즈 세그먼트 형태의 테스트 신호와 함께 작동하며 위상 중단 없이 연결되고 20...20000Hz 범위를 포함합니다. 이 신호는 음압에 의한 음향 시스템 및 마이크의 주파수 응답을 측정하는 데 사용되었습니다. 무화과에. 도 12-15는 다음과 같은 경우에 대한 녹음-재생 채널의 진폭-주파수 특성을 보여준다. - 표준 기록 방법(고주파 보정 및 바이어스 전류 고정) - 그림. 12;
- 적응형 고주파 보정(고정 바이어스 전류)을 사용한 기록 방법 - 그림. 13;
- 바이어스 적응 기록 방법(고주파 보정의 고정 깊이) - 그림. 14;
- 고주파 보정 및 바이어스의 적응으로 기록 - 그림. 열 다섯
고주파 보정의 적응을 끄는 것은 VT3 컬렉터를 공통 와이어에 연결하고 VChP의 적응을 끄고 보드에서 커패시터 C15의 단자 중 하나를 납땜하여 수행됩니다. 녹음-재생 경로의 매개변수 측정은 -1dB 미만의 BASF Fe 1 유형의 IEC-0 테이프를 사용하여 수행되었습니다. 주파수 범위 8. ..3kHz에는 -15dB(24%)의 레벨로 녹음된 신호의 15,6차 고조파와 바이어스 주파수의 비트로 인해 배음이 발생합니다. 20...160Hz의 주파수 범위에서 주파수 응답의 파형(소위 "뱀")은 사용된 헤드의 작업 표면 치수와 기록 파장의 공통성으로 설명됩니다[4]. 3kHz 이하의 주파수 응답의 형태는 실질적으로 녹음 레벨과 무관하기 때문에 그림의 그래프는 13-15는 2,5 ~ 20kHz 범위에서 제공됩니다. 녹음 방법의 비교는 다양한 기준에 따라 이루어질 수 있으며, 우리는 10kHz와 15kHz의 주파수에서 스루 채널에서 자기 테이프의 복귀 레벨을 선택했습니다. 테이블에서. 1은 연구된 네 가지 방법에 대한 레벨을 dB로 보여줍니다.
10kHz에서는 HF 전용 적응이 고주파 보정 적응보다 선호되지만 15kHz에서는 이러한 적응 방법이 (개별적으로) 동일한 결과를 제공합니다(반환 -16,5dB). 15kHz의 주파수에서 HF 및 HF 보정의 적응을 함께 사용하면 이러한 방법을 개별적으로 사용할 때보다 6dB 더 높은(!) -10,5dB의 반환값을 얻을 수 있습니다. 녹음기의 비선형성은 4차 차분음법[1.2]을 사용하여 추정하였다. 측정 신호는 Cool Edit Pro 1 프로그램을 사용하여 두 개의 고조파 진동의 합으로 형성되었습니다. 하나는 진폭 A와 주파수 f2이고 다른 하나는 진폭 A/2와 주파수 f2이며 f2 = 1f500 - 500입니다. 1.4Hz의 주파수를 갖는 차동 조합 톤의 형태로 자기 기록 경로(전자 부품에 추가하여 범용 헤드 및 자기 테이프 포함)의 비선형성을 스펙트럼 분석기로 출력에서 측정했습니다. 왼쪽 재생 채널. 이를 위해 신호를 컴퓨터에 입력하고 Audio Tester XNUMX 프로그램(스펙트럼 분석기 모드)으로 분석했습니다. 공차 곡선은 테스트 신호의 주파수를 변화시키고 일정한 차이 톤 레벨을 유지하여 측정되었습니다. 후자는 공칭 출력 레벨(2,5mV)의 32%(-550dB)로 선택되었습니다. 당연히 테스트 신호의 주파수 f1, f2가 증가함에 따라 해당 구성 요소(A 및 A/2)의 진폭이 감소합니다. 측정 결과는 표에 나와 있습니다. 기록 증폭기의 출력에서 구성 요소 주파수 및 피크 대 피크 테스트 신호(2V의 공칭 피크 대 피크에 대한 볼트 및 dB)의 경우 3,4.
[4]에서 "양호한" 녹음-재생 채널의 경우 곡선의 기울기는 범위의 최고 주파수에서 15cm/s의 테이프 속도에서 19dB를 초과하지 않습니다. 바이어스 적응과 녹음 중 고주파수 보정의 깊이를 사용하여 이 감소는 3,2cm/s(!)의 테이프 속도에서 4,76dB에 불과했습니다. 이 기사는 동적 바이어스(10...4dB) 및 동적 조정(6dB)의 알려진 시스템보다 바이어스 전류(최대 2,6dB)의 더 깊은 조정이 있는 테이프 레코더를 설명한다는 점에 유의해야 합니다. ]. CD에서 이 테이프 레코더에 녹음된 음반의 음질에 대한 주관적인 평가는 경로의 높은 과부하 용량을 보여주었습니다. 피크 표시기(τint = 1ms, τrep = 350ms)로 측정한 최대 녹음 레벨은 눈에 띄는 왜곡 없이 +6dB에 도달했습니다. 녹음에는 날카로운 비트의 사운드 트랙, 심벌즈 및 강력한 베이스 라인이 사용되었습니다. 녹음된 음반에는 왜곡되지 않은 "저음"이 있고 밝기와 풍부함을 잃지 않으며 일시 정지 시 작은 테이프 노이즈(무가중 신호 대 잡음비 52...54dB)가 나타나는 것만으로 원본과 다릅니다. 카세트 레코더에서 만든 300채널 음반의 노이즈를 억제하기 위해 컴퓨터에 입력한 후 Cool Edit Pro 프로그램을 사용했습니다. 각 채널의 노이즈 억제는 두 단계로 수행됩니다. 첫 번째 단계에서는 노이즈 억제기를 최적화하는 데 필요한 통계 정보로 "노이즈 프로필"이 결정됩니다. 두 번째로 - 실제로 처리된 음반에서 노이즈 성분이 억제됩니다. 고품질 스퀠치 성능을 위한 일반적인 설정은 다음과 같습니다. 프로필의 스냅샷: 4096; FFT 크기: 7; 정밀도 계수: 1.25 스무딩 양: 3 전환 폭: 15. 일반적인 신호 대 잡음 개선은 20...40dB입니다. 규칙적인 간섭의 경우 개선이 50...XNUMXdB에 도달할 수 있습니다. 문학
저자: A.Filatov, K.Filatov, 타간로크, 로스토프 지역.
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