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라디오 전자 및 전기 공학의 백과사전 콘테스트 트랜시버. 무선전자공학 및 전기공학 백과사전
엔지니어, 예술가, 전 조종사, 승무원 사령관인 Vladimir Rubtsov(UN7BV)의 이름은 1993년에 출판을 시작한 KV Zhurnal의 독자들에게 잘 알려져 있습니다. Vladimir는 여가 시간을 모두 아마추어 통신 장비 설계 및 작업에 바칩니다. 공기. 그는 7개 이상의 저널 간행물인 "Amateur Radio Transceiver Equipment UNXNUMXBV"라는 책의 저자입니다. 오늘 우리는 그의 최신 개발 제품 중 하나인 "CONTEST" 트랜시버를 소개합니다. 아마추어 트랜시버 설계에 참여한 무선 아마추어는 장치 구성 방식, 특히 중간 주파수를 선택할 때 이 선택을 결정하는 전통적인 요소와 함께 일반적인 요소가 아닌 것으로 나타났습니다. 여기에는 무선 구성 요소의 비용, CIS 국가에서 특정 구성 요소의 보급 및 구매 능력 또는 일반적으로 좋은 수입 장치를 구매하여 표시된 문제를 해결할 수 있는 기회(가격 고려)가 포함됩니다. 문제. 독자들의 관심을 끌었던 트랜시버 "CONTEST"에서는 10,7MHz의 IF가 사용되었습니다. WARC를 포함한 모든 아마추어 대역에서 작동하도록 설계된 장치에서의 사용은 5,5 및 14MHz 대역에 영향을 받는 지점이 있고 구성이 복잡하기 때문에 최적이 아닙니다(예: 21MHz IF와 비교). VFO. 그러나 CIS 국가에서는 10,7MHz 주파수의 석영 필터가 널리 보급되어 있으며 가격이 저렴하다는 점은 선택에 유리한 심각한 논거였습니다. 이러한 IF를 사용할 때 위의 "마이너스"는 적절한 회로 솔루션을 사용하여 트랜시버에서 제거되었습니다. 즉, 위 범위에서 IF보다 높은 GPA 주파수를 선택한 다음 IF 경로에서 측파대 "플립"을 선택하는 것입니다. 트랜시버의 주요 기술적 특성:
노드의 연결 다이어그램과 결합된 트랜시버의 블록 다이어그램이 그림에 나와 있습니다. 1, 노드의 개략도 - 그림. 2-17. 이 장치는 하나의 고정된 중간 주파수와 역방향 증폭 경로를 갖춘 수퍼헤테로다인입니다. 작동 전압 +12V(RX) 및 +12V(TX)는 각각 VD68 및 VD69 다이오드의 음극에서 가져옵니다(그림 1). 릴레이 K11, K12, K16 및 K17은 트랜시버를 수신 모드에서 전송 모드로 또는 그 반대로 전환하는 데 사용됩니다. 파란색 필터가 있는 HL2 백열 램프는 트랜시버가 켜져 있음을 나타내고 Smeter PA1 눈금을 밝히도록 설계되었으며 빨간색 필터가 있는 HL1 램프는 장치가 전송 모드에 있음을 나타냅니다.
릴레이 K13, K14 및 스위치 SB2("UP")는 석영 필터를 협대역 모드로 전환하고 푸시버튼 스위치 SB4("CW")는 트랜시버를 전신 모드로 전환하며 SB5("VOX")는 전화 음성 제어로 전환합니다. 방법. SB6("RX") 버튼은 수신 모드에서 사용됩니다. 누르지 않은 경우(즉, 그림 1에 표시된 위치) SA6 푸시 투 토크를 사용하여 SSB를 전송할 수 있습니다(모든 모드에서 트랜시버를 전송 모드로 전환하는 데 사용됩니다) SB6을 누르지 않은 경우). 버튼을 누르면 트랜시버도 수신 모드에 있으므로 SSB 모드에서는 PTT를 사용하여 전송할 수 없습니다. 그러나 전자 전신 키의 톤 발생기를 사용하여 VOX 시스템을 통해 전신 작업을 할 수 있습니다. 버튼 SB7 "조정" ("설정") 무전기가 설정 모드로 전환됩니다. 동시에 PTT를 누르지 않고 TX 모드로 전환하고 동시에 전신 국부 발진기가 일정한 방사 모드에서 켜집니다. 스피커 드라이버 BA1에서 약 1kHz 주파수의 신호음이 들립니다. SB8 버튼은 PTT를 사용하지 않고 무전기를 전송 모드로 전환하는 데 사용되며 CW와 SSB 모두 작동이 가능합니다. 디튜닝 모드는 SB1 버튼으로 켜지고 가변 저항 R203으로 주파수가 변경됩니다. 릴레이 접점 K17.1은 추가 전력 증폭기 K17.2를 제어하는 데 사용되며 +12V(RX) 및 +12V(TX)의 작동 전압을 생성하고 릴레이 접점 K15.2 및 K15.3은 IF를 역으로 한다. 스위치 SB9는 AGC 시스템을 비활성화하는 역할을 합니다. 가변 저항 R204는 CW 모드에서 톤 발생기의 자체 청취 수준을 조절하고 저항 R201 - 전송 이득을 조절합니다.
수신 모드에서는 XW1 안테나 소켓(그림 1)에서 SWR 미터(그림 2, 단자 40, 41)를 통해 RF 신호가 P-루프 L16(그림 3, 단자 52)으로 들어간 다음 단자를 통해 6, 릴레이 접점 K11.1, 커패시터 C55 및 범위 스위치의 섹션 SA1.3(그림 4) - L8C63 회로에 연결된 다음 트랜지스터 VT7, VT8의 양방향(역전) 캐스케이드로 증폭됩니다.
고려된 모드에서 RF 신호는 트랜지스터 VT8을 통해 L67에서 C8 방향으로 전달되고, 전송 모드에서는 트랜지스터 VT67을 통해 C8에서 L7로 전달됩니다. RX 모드에서 TX 모드로 캐스케이드 전환은 핀 12(RX) 및 10(TX)에 +9V의 전압을 적용하여 수행됩니다. 이 경우 트랜지스터 VT8은 회로에 따라 공통 소스로 연결되고 VT7은 공통 베이스로 연결됩니다. 결과적으로, 두 모드 모두 스테이지의 입출력 저항이 L8C63 회로 측에서 높고, 커패시터 C67 측과 그에 따르는 다이오드 밸런스 믹서 측에서 낮아 입력/출력 매칭에 유리한 영향을 미칩니다. 인접한 단계의 출력 저항.
인덕터 L7 및 저항 R9을 통해 트랜지스터 VT33의 이미터를 소스 VT8과 연결하면 소스에서 작은 양의 전압이 공급되어 RX 모드에서 작동하지 않는 트랜지스터 VT7이 닫히는 데 기여합니다. 이 모드에서 작동하는 VT8의. 전송 모드에서는 닫기 프로세스가 반대가 됩니다. AGC 전압은 RX 모드에서 두 번째 게이트 VT8에 적용되고 TX 모드에서는 음 극성의 폐쇄 전압에 적용됩니다. 트랜지스터 VT8의 드레인에서 커패시터 C67을 통해 증폭된 RF 신호는 이중 브리지 밸런스 믹서로 공급됩니다(그림 5). 이는 두 개의 다이오드 브리지(VD18-VD21 및 VD22-VD25), 변압기 T3, T4 및 저항기 R40, R41로 구성됩니다. 후자의 존재로 인해 상대적으로 높은 국부 발진기 전압(실효값 4V)에서 다이오드의 스위칭 모드를 구현하고 개방 반파 전압 동안 다이오드를 통과하는 전류를 최대 허용 값으로 제한할 수 있습니다.
설명된 노드는 높은 로컬 발진기 전압으로 인해 넓은 동적 범위와 높은 수준의 입력 신호 억제를 제공할 수 있는 고급 믹서에 대한 옵션 중 하나입니다. 이러한 믹서의 긍정적인 특성에는 입력 및 헤테로다인 회로의 우수한 분리와 가역성, 즉 다양한 신호 경로 방향에서 작동하는 기능도 포함됩니다. GPA 신호는 변압기 T3(핀 20)의 권선 중 하나에 공급되고, RF 신호는 핀 26과 커패시터 C100을 통해 변압기 T4의 두 권선 연결 지점에 공급됩니다. 수신 모드의 10,7MHz IF 신호는 커패시터 C102와 함께 IF 사전 선택 필터를 형성하는 세 번째 권선에서 가져옵니다. 이 필터에서 커패시터 C101을 통해 IF 신호가 트랜지스터 VT9-VT11에 만들어진 양방향 증폭기의 입력으로 공급됩니다. 수신 모드(커패시터 C101에서 C103으로의 신호 통과)에서 캐스코드 증폭기는 트랜지스터 VT9 및 VT10에서 작동합니다(첫 번째는 공통 소스 회로에 따라 연결되고 두 번째는 공통 기본 회로에 따라 연결됨). 전송 모드(C103에서 C101로의 신호 흐름) - 하나의 트랜지스터 VT11. 이러한 회로 설계를 통해 두 모드(RX 및 TX) 모두에서 IF 신호의 필요한 증폭을 얻을 수 있습니다. 첫 번째 경우에는 IF 이득을 조정하기 위해 AGC 시스템 또는 저항 R9(VT131 트랜지스터의 캐스케이드를 통해)에서 VT26 트랜지스터의 두 번째 게이트에 제어 전압이 공급됩니다. TX 모드에서 이 게이트 VT9는 디지털 스케일에 위치한 트랜지스터 VT202, VT41를 기반으로 한 생성기에 의해 생성된 저항 R42를 통해 음 극성의 폐쇄 전압을 수신합니다. RX 모드에서는 두 번째 VT11 게이트에도 동일한 폐쇄 전압이 적용됩니다. 전송 모드에서는 저항 R201(그림 1 참조)로부터 이득 제어 전압(DSB)을 수신합니다. 필터 L11C106(그림 5)에 의해 선택된 IF 신호는 커플 링 코일 L12와 커패시터 C103(핀 21에서)을 통해 6결정 래더 필터(그림 17, a, 핀 13.1)로 들어갑니다. SSB 모드(접점 K14.1, K2,4 열림)에서 대역폭은 0,8kHz이고 CW 모드(접점 닫힘)에서는 38kHz입니다. 저항 R39, RXNUMX는 "벨" 효과를 제거하는 데 사용됩니다.
주요 선택 요소로 그림 6에 표시된 다른 구성표에 따라 만들어진 석영 필터를 사용할 수 있습니다. 2,5: 예를 들어 대역폭이 6kHz인 6결정 사다리(그림 6, b), 10,7결정 브리지(그림 2, c) 또는 3결정(그림 XNUMX, d). 마지막 두 필터에서 석영 공진기는 다른 주파수(XNUMXMHz에 가깝습니다)에도 사용할 수 있지만 다음 조건이 충족되어야 합니다. 모든 상위(회로에 따라) 공진기의 주파수는 동일해야 하며 다음과 달라야 합니다. 더 낮은 주파수(또한 동일)를 XNUMX ...XNUMX kHz로 낮춥니다. 석영 필터(핀 19)의 출력에서 IF 전압이 양방향 증폭기(VT12, VT5)의 일부인 전계 효과 트랜지스터 VT12(그림 13)의 게이트에 적용됩니다. 이 캐스케이드는 위에서 설명한 것과 유사하게 작동하며(두 모드 모두에서) 세 번째(바이폴라) 트랜지스터가 없는 경우에만 다릅니다. 커플 링 코일 L13를 통해 L114C14 필터에 의해 선택된 IF 신호는 두 번째 밸런스 링형 다이오드 믹서(VD26-VD30)로 공급되며 두 모드(RX 및 TX)에도 사용됩니다. VT10,7 트랜지스터(그림 30)에서 생성된 기준 국부 발진기의 7MHz 주파수 신호는 단자 24와 요소 C122, R63, R61, R64를 통해 믹서에 연결됩니다. 이는 트리밍 저항 R63(대략) 및 커패시터 C121의 커패시턴스 선택과 균형을 이룹니다.
믹서 출력에서 C123R65C124 필터에 의해 필터링된 AF 전압은 커패시터 C126 및 핀 30을 통해 트랜지스터 VT32, VT14에 만들어진 AF 캐스코드 프리앰프의 입력(핀 15)에 공급됩니다(그림 8).
캐스케이드는 밸런스 믹서의 출력 임피던스와 AF 전력 증폭기의 입력 임피던스와 잘 일치하면서 충분히 큰 이득을 제공합니다. 트랜지스터 VT14의 컬렉터에서 볼륨 조절(가변 저항 R74)을 통해 AF 신호가 DA1 칩에 조립된 AF 전력 증폭기의 입력으로 공급됩니다. 수신 모드에서 저항 R77은 릴레이 K17.1(그림 1 참조)의 접점에 의해 닫혀서 캐스케이드 이득이 최대가 됩니다. 전송 모드로 전환하면 릴레이 접점이 열리고 저항 R77이 미세 회로 출력단 트랜지스터의 이미 터 회로에 연결됩니다. 결과적으로 이득이 감소합니다. RX 모드에서 필요한 이득은 저항 R78을 선택하고 TX 모드에서는 저항 R77을 선택하여 설정됩니다. 핀 35를 통해 전력 증폭기 입력에는 자체 청취를 위한 전신 키의 전압이 공급됩니다(볼륨은 그림 204에 표시된 가변 저항 R1에 의해 조절됩니다). 증폭기 출력(핀 38)에서 AF 신호는 휴대폰으로 전달되거나 동시에 휴대폰과 BA1 라우드스피커 헤드(SB3 스위치의 위치에 따라 다름) 및 AGC 장치(를 통해)로 전달됩니다. SB9 스위치) 및 VOX 방지 시스템(그림 9, 결론 60). 부하 저항 R81은 입력에 높은 레벨의 신호가 나타나는 순간 스피커 헤드와 전화를 끄는 동안 마이크로 회로의 고장을 방지합니다. 전송 모드에서 BM1 마이크(그림 10)의 AF 신호는 인덕터 L17과 커패시터 C191을 통해 저항 R148로 이동하고 엔진에서 연산 증폭기 DA2의 비반전 입력으로 이동합니다. 인덕터는 고주파 간섭이 입력으로 누출되는 것을 방지합니다. 접점 K16.1을 통해 증폭된 신호는 밸런스 믹서(핀 80에서 31까지)와 VOX 음성 제어 장치(핀 79에서 핀 58까지)로 공급되며 그 회로는 그림에 나와 있습니다. 9. 밸런스드 믹서(그림 5, VD26-VD30 참조)에서는 반송파 주파수가 억제되고 L13C114 DSB 회로에서 선택한 신호는 VT13 트랜지스터의 캐스케이드로 증폭됩니다. 주 선택 필터(그림 6 참조)는 하나의 측파대를 선택하고 반송파의 나머지 부분을 억제합니다. IF에서 더 멀리 떨어진 변환 부산물은 L11C106 회로에 의해 억제됩니다. 생성된 단일 측파대 신호는 VT11 트랜지스터의 캐스케이드에 의해 증폭되고 드레인에서 이중 브리지 밸런스 믹서(VD18-VD21, VD22-VD25)로 공급됩니다. 이 모드에서는 RX 모드와 동일한 방식으로 작동하지만 신호 흐름 방향이 반대입니다. 핀 26에서 가져온 신호는 VT7 트랜지스터(그림 4 참조)에 의해 증폭되고 L8C63 회로에 의해 필터링됩니다.
또한 커패시터 C1과 출력 57을 통한 작동 주파수 신호 (스위치 SA8을 사용하여 선택한 범위에 따라 다름)는 송신기 전력 증폭기의 입력으로 공급됩니다 (그림 3 참조). 이는 프리앰프(VT17), 출력 캐스코드 앰프(VT19, VT20), 서로 일치하는 이미터 팔로워(VT18)의 세 단계로 구성됩니다. 캐스코드 출력단은 높은 출력 임피던스를 갖는 것으로 알려져 있는데, 이 경우 T6 트랜스포머에 의해 임피던스가 더욱 높아집니다. 이러한 회로 솔루션을 사용하면 KPI(C158, C159)의 출력 P 회로에서 상대적으로 작은 커패시턴스를 사용하여 출력 신호의 더 높은 스펙트럼 순도를 얻을 수 있을 뿐만 아니라 연결 와이어의 임계도도 더 낮출 수 있습니다. 명명된 회로의 길이를 지정합니다. 변압기 T6의 권선 II에서 단자 50, 7(그림 4 참조), 커패시터 C56, 릴레이 접점 K11.1, 단자 6, 51(그림 3 참조)을 통한 RF 신호는 L16C158-C166 P 회로로 들어갑니다. , 그리고 핀 52를 통해 SWR 미터(그림 2, 핀 41, 40 참조) 및 소켓 XW1(그림 1 참조)을 안테나로 연결합니다. 적용된 SWR 미터(그림 2 참조)를 사용하면 피더 작동 모드를 제어할 수 있을 뿐만 아니라 직접파 전압으로 트랜시버의 출력 전력을 평가할 수 있습니다. 10~200W의 송신기 전력과 함께 사용할 수 있으며 에너지 손실은 1%를 초과하지 않습니다. 이러한 SWR 미터의 중요한 장점은 모든 HF 대역에서 동일한 감도입니다. 안테나 피더의 높은 SWR로부터 송신기 전력 증폭기를 보호하기 위해 SWR 미터에서 제어 전압이 생성됩니다. 이 전압은 저항 R86에서 제거되고 단자 43, 45를 통해 조정 트랜지스터 VT16의 베이스로 공급됩니다(그림 3 참조). 높은 역파 전압에서 VD33 제너 다이오드와 VT16 트랜지스터가 열리고 후자의 컬렉터 전압과 갈바닉 연결된 VT17 전계 효과 트랜지스터의 두 번째 게이트의 전압이 떨어지고 전력 증폭기의 이득이 감소합니다. 거의 제로. GPA의 개략도가 그림에 나와 있습니다. 11. 발전기 자체는 트랜지스터 VT1에서 만들어집니다. 파라메트릭 전압 조정기 VD2R9 및 디커플링 요소 C22, R1, C24, C242는 전원 회로에서 RF 전압 누출을 방지하고 과도 상태(수신에서 전송으로 전환, 그 반대). 저항 R4는 후속 단계에서 발전기의 분리를 향상시킵니다. 광대역 RF 증폭기는 VT2 트랜지스터에 조립됩니다. 게이트 회로의 낮은 정전용량과 캐스케이드의 높은 입력 임피던스는 발전기를 다른 캐스케이드로부터 효과적으로 분리하는 데 기여합니다. 범위 1,8; 14 및 21MHz, GPA 증폭기에는 5 ... 7MHz의 대역폭을 갖는 37차 L43-L11,3C18,8-C2의 타원형 저역 통과 필터가 로드되고 나머지에는 유사한 필터 L4-L30C36-C7이 로드됩니다. 10,5 ... 1 .35 MHz의 대역폭. 필터는 스위치 SA3에 의한 범위 변경과 동시에 전환됩니다. 모든 스퓨리어스 신호 성분은 4dB 이상 억제됩니다. 필터 출력에서 신호는 트랜지스터 VTXNUMX, VTXNUMX의 더블러 증폭기 입력으로 공급됩니다. 이 캐스케이드의 작동 모드 전환은 스위칭 장치에 의해 제어되는 릴레이 K9.1의 접점에 의해 수행됩니다(그림 12).
1,8MHz 및 18MHz 범위에서 캐스케이드는 증폭기로 작동하고 나머지는 더블러로 작동합니다. 증폭 모드로 전환하면 VT3 콜렉터가 꺼지고 저항 R4가 병렬로 연결되어 기본 회로에 추가 양극 전압이 공급되어 VT19 트랜지스터가 선형 증폭 모드 (클래스 A)로 전환됩니다. R18. 주파수 배가 모드에서는 역위상 입력 변압기 T1의 신호가 두 트랜지스터의 베이스로 들어갑니다. 동시에 해당 컬렉터는 서로 연결되고 변압기 T2의 입력 권선이 로드됩니다. GPA 출력 신호는 2차 권선 T5의 절반에서 가져오고 트랜지스터 VT6 및 VT100에 디지털 스케일이 있는 케이블 디커플링 증폭기가 전체 권선에 연결됩니다. 50kHz ... 10MHz 주파수 대역에서 이 캐스케이드의 이득은 약 75입니다. 이는 RK-29 동축 케이블 세그먼트를 통해 디지털 스케일에 연결됩니다. 저항 RXNUMX는 디지털 스케일(동축 커넥터)에 설치됩니다. 현대화를 목적으로 디지털 스케일에서 취한 조치와 함께 이러한 증폭기를 사용하면 주파수 측정의 상한을 33MHz까지 이동할 수 있게 되었으며, 이는 14MHz 및 21MHz에서 작동할 때 필요하게 되었습니다. 선택한 트랜시버 구성 방식을 사용하는 밴드. 표 1
디튜닝 시스템에는 VD1 바리캡, 저항 R7, R8 및 커패시터 C16, C18 및 C19가 포함되어 있습니다. SB1 버튼 (그림 1 참조)으로 켜지고 가변 저항 R203으로 주파수가 변경됩니다. 필요한 신장 정도는 스위칭 장치의 범위 스위치로 제어되는 릴레이 K5를 사용하여 자동으로 유지됩니다(그림 12). 다양한 범위에서 GPA에 의해 생성된 진동의 주파수 간격이 표에 표시되어 있습니다. 1. 스위칭 장치(그림 12)를 사용하여 GPA(릴레이 K1-K4, K6, K8, K10)에서 범위가 전환되고 코일 L1이 전환되어 다양한 범위(K5)에서 적절한 스트레치를 얻습니다. GPA에서 더블러 증폭기의 변경(K9), 기준 석영 국부 발진기(그림 14, K21 참조)에서 7MHz 및 7MHz 범위의 작동 측파대를 얻기 위해 석영 공진기를 전환하고 논리 0의 형성 카운터에 다양한 숫자를 쓰기 위해 디지털 스케일을 전환할 때 사용되는 제어 신호입니다. VOX 및 Anti-VOX 음성 제어 시스템의 개략도가 그림에 나와 있습니다. 9. 마이크 증폭기의 핀 79에서 핀 58과 튜닝 저항 R118(VOX 시스템의 감도를 조절함)을 통한 입력 신호는 트랜지스터 VT23에 만들어진 AF 증폭기의 입력으로 공급됩니다. 다이오드 VD36, VD37에서는 신호 정류기가 전자 키인 트랜지스터 VT22, VT21에 조립됩니다. 명령 릴레이 K21는 VT15 컬렉터 회로에 포함되어 있습니다. AF 증폭기(핀 58)의 출력에서 커패시터 C240(그림 1 참조)을 통한 항-VOX 신호는 트랜지스터 VT60에 형성된 AF 증폭기의 입력(핀 24)으로 공급됩니다. R38R39 분배기를 통해 VD120, VD119 다이오드에 의해 정류된 전압은 VT22 트랜지스터의 베이스에 공급됩니다. 수신 모드에서 커패시터 C177의 하위 (다이어그램에 따라) 출력은 릴레이 K15.1의 접점을 통해 장치의 공통 와이어에 연결됩니다. 트랜시버가 전송 모드로 전환되면 이 커패시터가 꺼지는데, 이는 두 시스템(VOX 및 Anti-VOX)의 입력에서 가까운 크기의 제어 신호가 있을 때 K15 릴레이 접점의 바운스를 제거하는 데 도움이 됩니다. . 그림에. 도 13은 AGC 시스템, S-미터 및 전력계(PM)의 개략도를 도시한다.
SA58 AGC 스위치(그림 13 참조)를 통한 AF 증폭기(핀 1)의 출력 신호는 전압 배가 회로에 따라 다이오드 VD68, VD41에 조립된 AGC 정류기의 입력(핀 42)으로 공급됩니다. AGC 동작 지연 시간은 커패시터(C135)의 커패시턴스와 저항(R134)의 저항에 의해 결정된다. 저항 R132를 통해 정류된 전압은 트랜지스터 VT26의 DC 증폭기 입력에 공급됩니다. 이미터 회로에는 PA1 마이크로전류계, 션트 저항기 R135, 차단 커패시터 C183 및 VD40 다이오드가 포함되어 있습니다. 이는 스케일 끝의 비선형 섹션으로 인해 측정 한계를 확장합니다(이는 높은 레벨을 제어하는 데 필요함). 신호). 트랜시버 출력 전력계는 VT25 트랜지스터에 조립됩니다. 44개의 SWR 미터 출력에서 가져온 신호가 베이스로 공급됩니다(그림 2 참조). 스위치 SA2가 다이어그램에 따라 위쪽 위치로 설정되면 RA1 장치는 역파 전압의 크기를 나타냅니다. 저항 R136-R138은 디튜닝 시스템에 사용됩니다. 기준 석영 국부 발진기 회로가 그림에 나와 있습니다. 7. 용량성 30점 회로에 따라 VT7.1 트랜지스터에 조립됩니다. 석영 공진기 ZQ10, ZQ11 중 하나는 릴레이 K14의 접점과 함께 기본 회로에 포함됩니다. 결과적으로 21MHz 및 10,703MHz 범위에서 발생기는 주파수 10,7, 나머지는 18MHz의 정현파 진동을 생성합니다. L207C19 회로는 트랜지스터의 컬렉터 회로에 포함됩니다. 핀 88을 통한 커플 링 코일 L24의 출력 신호는 밸런스 믹서 VD26-VD30의 입력 (핀 5)으로 공급됩니다 (그림 XNUMX). 그림에. 도 14는 VT28 전계 효과 트랜지스터에 조립된 전신 석영 국부 발진기의 개략도를 보여준다. 9MHz 주파수의 ZQ10,701 공진기는 튜닝 커패시터 C196과 직렬로 게이트와 공통 와이어 사이에 연결됩니다. 후자는 전신 국부 발진기의 주파수를 주 선택 석영 필터의 통과 대역 중간으로 설정하도록 설계되었습니다. 커패시터 C201은 전신 모드에서 필요한 송신기 전력을 얻는 데 필요한 후속 캐스케이드와 발전기의 연결 깊이를 선택합니다.
VT29 트랜지스터에 전자 키가 만들어집니다. 커패시터 C199 및 C200은 전신 메시지의 앞뒤를 부드럽게 만듭니다. 트랜지스터의 베이스(핀 85)는 전자 키의 출력(핀 74)에 연결됩니다(그림 15). 핀 84(그림 14)는 설정 모드에서 발전기를 켜는 데 사용되며 SA5 수동 키(그림 1 참조)로 작동할 때 발전기를 조작하는 데에도 사용됩니다. 전자 전신 키(그림 15)는 CMOS DD1-DD3 마이크로 회로 및 VT27 트랜지스터에 대한 이미 고전적인 방식에 따라 만들어졌습니다. DD1 칩에는 조정 가능한 반복 속도(R140은 전송 속도 컨트롤러)가 있는 제어된 펄스 발생기가 DD2.1 및 DD2.2 트리거(각각 DD3.1 요소의 점 및 대시 셰이퍼)에 조립됩니다. 추가 장치, DD3.2-DD3.4 .7 - AF 신호 발생기, VTXNUMX - 이미터 팔로워.
키는 다음과 같이 작동합니다. SA3 조작기의 중립 위치에서 요소 DD1.2(핀 6)의 하위(다이어그램에 따라) 입력과 상위 DD1.3(핀 8)은 논리 레벨 141의 저항 R1을 통해 전원이 공급됩니다. , 따라서 생성기가 금지됩니다(트리거 DD2.1의 입력 C에서 논리 레벨 0). 트리거 DD2.2 로직 레벨 1의 입력 R에 존재하기 때문에 역 출력(핀 12)의 전압은 동일한 레벨을 갖습니다. 조작기가 다이어그램에 따라 왼쪽 위치("점")로 이동하면 요소 DD1.2, DD1.3의 위 입력이 공통 와이어에 연결됩니다(이는 논리 0을 적용하는 것과 같습니다). , 발전기가 여기되고 펄스가 트리거 DD2.1 .3.1의 입력 C에 공급됩니다. DD27 요소를 통해 후자에 의해 형성된 "점"은 트랜지스터 VT29의 베이스로 들어가고 이미터에서 전신 국부 발진기의 주요 트랜지스터 VT14의 베이스로 들어갑니다(그림 8). 동시에 "포인트"가 DD3.3 요소의 입력(핀 2.2)에 공급되어 AF 생성기가 작동할 수 있습니다. 이때 트리거 DD1는 저항 R147을 통해 입력 R에 적용된 로직 레벨 3.1에 의해 원래 상태로 유지됩니다. 요소 DDXNUMX은 조작기의 해당 접점을 짧게 연결하더라도 정상 기간의 "포인트" 전송을 제공합니다. 조작기가 오른쪽(구성표에 따라) 위치("대시")로 이동하면 펄스 발생기 및 트리거 DD2.1이 "점"을 형성할 때와 동일한 방식으로 작동합니다. 그러나 이 경우 트리거 DD2.2의 입력 R에서 논리 0의 레벨이 설정되고 트리거 DD2.1의 펄스에 따라 상태가 변경됩니다. 두 플립플롭의 출력 펄스는 DD3.1 요소에 의해 합산되어 "대시"를 형성합니다. 이전 사례와 마찬가지로 DD3.1은 조작기 접점을 짧게 닫아도 대시 전송을 보장합니다. 키는 모든 전송 속도에서 표준 모스 부호 패킷을 생성합니다. 전자 디지털 저울의 개략도가 그림에 나와 있습니다. 16. 실제로 이것은 V. Krinitsky가 [1]에서 설명한 장치를 약간 수정한 버전입니다. 현대화는 주로 입력 부분에 영향을 미쳤습니다. 일부 저항의 값이 변경되고 보호 다이오드가 제외되었으며 K155LA3 마이크로 회로가 K131LA3 (DD4)으로 교체되었습니다. 이러한 조치로 인해 DD5 마이크로 회로의 입력에서 더 많은 "명확한" 펄스(구불구불한)가 형성되었으며 그 결과 작동 주파수 범위의 상한이 33MHz로 상승했습니다.
수정 발진기(DD6.3)는 100kHz 공진기를 사용하여 분배기의 미세 회로 수를 줄였을 뿐만 아니라 디지털 스케일 작동 중 스퓨리어스 방출도 감소하여 트랜시버의 전반적인 소음 수준. 카운터에는 핀 107000에 논리 101 레벨이 있는 경우 숫자 0이 포함되고 논리 893000 레벨로 변경되면 1이 포함됩니다. 이는 10,7MHz의 IF에서 올바른 주파수를 읽는 데 필요합니다. 전압 변환기(VT41, VT42)와 안정기(VT40)는 보다 강력한 트랜지스터 KT630B 및 KT608A를 사용합니다. 또한 T10 변압기의 V 권선, VD8-VD64 정류기 브리지 및 R67VD194 파라메트릭 전압 조정기로 구성된 첫 번째 장치에는 -63V의 음극 극성 전압 소스가 도입되었습니다. 이 전압은 트랜시버(핀 105)의 작동하지 않는 단계를 닫는 데 사용됩니다. 트랜시버 전원 공급 장치(그림 17)에는 T7 변압기, 정류기 47개(VD50-VD51 및 VD54-VD1) 및 전압 조정기 31개(DA33, VT34-VT35 및 VT40, VT20)가 포함됩니다. 이 장치는 9가지 전압을 생성합니다. 즉, 송신기 전력 증폭기와 릴레이 권선에 각각 전원을 공급하기 위한 불안정한 +12 및 +55V, 디지털 스케일 및 전신 키에 전원을 공급하기 위한 안정화된 +96V, 다른 모든 단계에 전원을 공급하기 위한 안정화된 +20V입니다. 30 ... XNUMX V의 전압은 외부 DC 소스에서 VDXNUMX 다이오드(핀 XNUMX)를 통해 공급됩니다.
트랜시버는 고정 저항기 MLT, 변수 SP3-9a 및 SPO-0,5, 커패시터 KT, KM, K50-6 등 널리 사용되는 부품을 사용합니다. 듀얼 블록 KPE S158S159 - 트랜지스터 라디오 "Alpinist"의 커패시터 C63 - KPV-125 또는 KPV-140. 스위치 SA1 - 비스킷 11P7N-PM, SA2 - 마이크로 스위치 MP9(MP10, MP11), SA4 - 마이크로 토글 스위치 MT1, SB1-SB9 - P2K. 릴레이 K1-K4, K6, K8, K10 - RES60(여권 RS4,569.436 또는 RS4.569.435-00), K5, K13, K14 - RES49(RS4.569.423 또는 RS5.569.421-00), K7, K9, K11, K12, K16 - RES15(RS4.591.001 또는 RS4.591.007), K15 - RES22(RF4.500.131, RF4.521.225, RF4.523.023-00, RF4.523.023-07, RF4.523.023-09), K17 - 리드 스위치 RES54A(HP4.500.011-01). KP350B 대신 KT306B - KT316A 또는 최소 처리 용량을 갖춘 유사한 트랜지스터 대신 KP339 시리즈의 트랜지스터를 사용할 수 있습니다. 트랜지스터 KT660B는 KT603B, KT608B와 상호 교환 가능합니다. 파워앰프에서는 KT603B 대신 KT608B, KT660B를 사용하는 것이 가능하다. KT201A 트랜지스터는 KT208, KT306A, KT306B 시리즈의 장치(KT342(모든 문자 인덱스 포함)), KT312B(KT306, KT342 시리즈 및 P216의 트랜지스터)(P217)와 상호 교환 가능합니다. D223 대신 KD503, KD522 시리즈의 다이오드를 사용할 수 있습니다. K176 시리즈의 칩은 K561 시리즈의 아날로그와 호환 가능합니다. 디지털 스케일의 K131LA3 대신 K155LA3 칩을 사용할 수 있지만 최대 작동 주파수에 따라 선택해야 합니다(스케일은 21MHz 범위). 트랜시버는 공칭 전압이 10V인 소형 백열등을 사용합니다. VA1 라우드스피커 헤드는 2GD-36(8Ω)입니다. 트랜시버의 코일과 변압기의 권선 데이터는 표에 나와 있습니다. 2.
코일 L8, L16 (세라믹 프레임에 감겨 있음)과 RF 변압기 T6의 설계를 설명하는 도면이 그림에 나와 있습니다. 18, 19 및 20. 코일 트리머 L2-L7, L11-L14, L18, L19 - 페라이트 스레드 GOST 19725-74. RF 변압기 T6의 자기 회로는 두 개의 동일한 부품 2(그림 20)로 구성되며, 각 부품은 화성 접착제로 윤활된 케이블 종이 스트립으로 고정된 K10x6x5 크기의 20개의 페라이트 링으로 구성됩니다. 위에서 (그림 1에 따라) 클립 3을 동일한 접착제로 결과 종이 튜브에 놓고 클립 0,35을 바닥에 놓은 다음 권선을 MGTF 2mm 4 와이어로 감았습니다. 그런 다음 블록 5는 미리 뚫린 구멍을 통해 권선 리드를 통과시킨 후 아래쪽 클립에 접착되고 플레이트 3는 여기에 붙어 있습니다 (직경 10,5mm이고 더 작은 두께의 구멍이 없다는 점에서 클립 1,5과 다릅니다. 1mm). 세부사항 3, 5-9는 유리섬유로 만들어졌습니다. 인덕터 L10, L30(인덕턴스 - 5μH + 15%), L20 및 L22-L160(5μH + 0,2%) - 통합 DM-7. 네트워크 변압기 T40 - TS-2-0.470.025 (af220TU) 18차 권선 XNUMXV 및 XNUMX개의 XNUMX차 권선 XNUMXV.
트랜시버 설정을 시작하면서 모든 노드와 노드 사이의 연결에 단락이 없는지 주의 깊게 확인하십시오. 설정은 전원 공급 장치의 작동성을 확인하고 유휴 상태에서 필요한 출력 전압을 설정함으로써 수신 모드에서 시작됩니다(모든 노드가 비활성화됨). 그 후 모든 연결이 복원되고 로컬 발진기 튜닝이 진행됩니다. 기준 석영 국부 발진기(그림 7 참조)의 튜닝은 안정적인 생성이 이루어질 때까지 L18 코일의 인덕턴스 선택으로 줄어들고 공진기 ZQ10 및 ZQ11을 사용하여 출력의 최대 발진 진폭이 차례로 얻어집니다. 제어를 위해 고저항 고주파 전압계를 사용하거나 광대역 오실로스코프와 주파수 측정기를 사용하는 것이 더 좋습니다. 석영 전신 국부 발진기의 성능은 CW 모드에서 확인됩니다(이 경우 공급 전압은 핀 82에 적용됩니다(그림 14 참조). 단자 84가 공통에 연결되면 발전기에 전원이 공급되어야 합니다. 이전 경우와 동일한 장비로 출력 전압을 제어하면서 커패시터 C196을 사용하여 생성기를 주 선택 석영 필터 통과 대역의 중심 주파수로 조정합니다(그림 6 참조). 트리머 커패시터 C201은 트랜시버의 전체 튜닝이 완료된 후 CW 모드에서 출력 전력을 조정합니다. 부드러운 범위 생성기(그림 11 참조)의 튜닝은 튜닝 커패시터 C21의 커패시턴스를 변경하고 필요한 경우 커패시터 C1를 선택하여 12MHz 범위(표 5)를 설정하는 것으로 시작됩니다. 마찬가지로 커패시터 C1 및 C8, C2 및 C9 등의 커패시턴스를 선택하면 필요한 경계 및 기타 범위에 맞습니다. 주파수의 온도 안정성을 높이려면 각 커패시터 C1-C7과 C5, C15, C17, C20, C21, C23을 거의 동일한 용량이지만 서로 다른 두 개의 커패시터로 구성하는 것이 좋습니다. (음수 및 양수) TKE. 다음으로 트랜지스터 VT2에 캐스케이드를 설정합니다. 저항 R11을 가변 값 1kOhm(연결 와이어는 가능한 한 짧아야 함)으로 임시 교체하고 트랜지스터 드레인에서 최대 신호 전압을 얻을 때까지 저항을 선택합니다. 그 후, 가변저항기의 도입부분의 저항을 측정하고 정격이 가까운 상수로 교체한다. 저역 통과 필터(LPF) L2-L4C30-C36 및 L5-L7C37-C43 설정은 첫 번째 경우 균일한 주파수 응답을 얻을 때까지 포함된 코일의 인덕턴스 선택(트리머 회전)으로 축소됩니다. 주파수 대역 7 ... 10,5, 두 번째 - 11,3 ... 18,8 MHz. 첫 번째 LPF의 차단 주파수는 11, 두 번째 LPF는 19,3MHz와 같아야 합니다. 제어를 위해 주파수 응답 측정기나 스윕 지속 시간이 보정된 오실로스코프가 사용됩니다. 트랜지스터 VT3, VT4에 더블러 증폭기 설정은 21MHz 범위의 더블링 모드에서 시작됩니다. 저항 R18을 선택하면 모양의 왜곡을 최소화하면서 커패시터 C48(핀 6)에서 신호의 최대 진폭을 달성합니다(정현파에 가까워야 함). 그런 다음 발생기는 캐스케이드가 증폭 모드에서 작동하는 1,8MHz (또는 18MHz) 범위로 전환되고 저항 R19를 선택하면 동일한 결과가 달성됩니다. 트랜지스터 VT5의 캐스케이드 설정은 커패시터 C26의 최대 진동 진폭이 얻어질 때까지 저항 R54의 선택으로 감소됩니다(핀 4). 범위마다 출력 신호의 진폭이 고르지 않으면 R14-R17을 1kΩ 저항으로 교체해야 하며 진폭이 충분하지 않으면 모두 제외하십시오. 결과적으로 발생기의 주파수 응답에 험프 및 딥 형태의 불규칙성이 나타납니다. 두 LPF 코일의 트리머를 회전시킴으로써 이전에 작은 진폭의 신호가 관찰되었던 범위 부분으로 또는 최대 신호가 있었던 영역으로 딥을 이동시키는 것이 필요합니다. 진폭 전. 험프의 높이와 딥의 깊이는 지정된 저항기를 선택하여 조정됩니다. 출력 파형이 심하게 왜곡되거나(구형파를 연상) 전압이 4V(실효값)를 초과하는 경우 저항 R4의 저항을 높여야 합니다. 디 튜닝 시스템을 설정할 때 가변 저항 R203 (그림 1 참조)의 슬라이더를 중간 위치로 설정하고 튜닝 저항 R137 (그림 13 참조)을 사용하여 디 튜닝을 돌릴 때 동일한 주파수를 얻습니다. 켜짐 및 꺼짐. AF 증폭기의 성능 확인(그림 8 참조)은 DA12 칩의 핀 1에서 전압 수신 모드에서 측정하는 것으로 축소됩니다. 공급 전압의 약 절반이어야 합니다. 이를 확인한 후 오실로스코프를 출력(핀 38)에 연결하고 32kHz 주파수의 20mV 정현파 전압이 오디오 주파수 신호 발생기의 입력(핀 1)에 공급됩니다. 가변 저항 R74의 슬라이더를 다이어그램에 따라 위쪽 위치로 설정하고 저항 R68을 선택하면 시각적으로 눈에 띄는 왜곡 없이 출력 신호의 최대 진폭이 달성됩니다. 발생기의 주파수를 변경하여 전체 오디오 범위에서 출력 신호에 눈에 띄는 왜곡이 없는지 확인하십시오. 수신 모드에서 AF 증폭기의 이득은 저항 R78, 전송 모드에서 저항 R77을 선택하여 조절됩니다. 필요한 경우 커패시터 C138, C140을 선택하여 더 높은 주파수에서 증폭기의 주파수 응답을 조정할 수 있습니다. 가역(양방향) IF 증폭기(그림 5 참조)는 수신 모드로 조정됩니다. "UP" 모드(협대역)에서 석영 필터를 켜고 가변 저항 R131 "UHF" 슬라이더(그림 13 참조)를 IF 증폭기 입력의 최대 게인에 해당하는 위치로 설정합니다(왼쪽-따라서). 다이어그램-표준 신호 발생기 (GSS)의 커패시터 C 101) 출력 5 ... 10 pF 용량의 커패시터를 통해 10 MHz 주파수에서 10,7 mV의 변조되지 않은 RF 전압이 공급됩니다. 트리머 커패시터 C102의 커패시턴스를 변경하고 코일 L11 및 L13의 트리머를 교대로 회전시킴으로써 AF 증폭기 출력에서 신호의 최대 진폭을 달성합니다(최대 판독값에 접근하면 입력 전압은 점차적으로 증가해야 함). 줄인). 그 후, 기준 석영 국부 발진기(그림 205 참조)의 튜닝 커패시터 C202(C17)는 AF 신호의 톤 주파수를 약 1kHz로 설정합니다. 이 국부 발진기의 주파수는 최종적으로 설정되고 수정 필터는 트랜시버가 완전히 조정된 후에 조정됩니다. 다음으로 GSS는 레인지 스위치 SA1.3 섹션의 가동 접점에 연결됩니다 (그림 4 참조). 신호 주파수는 트랜시버에 포함된 주파수 범위에 따라 설정됩니다. 커패시터 C63의 커패시턴스를 변경하면 출력에서 최대 신호가 달성됩니다. 1,9MHz 범위에서는 커패시터 C61을 선택해야 할 수 있습니다. 그런 다음 동일한 주파수의 신호가 안테나 잭 XW1에 공급되고 P 루프의 커패시터 C158C159를 사용하여 출력에서 최대 신호도 달성됩니다. 그 후 석영 필터 설정을 진행합니다. 1mV의 전압과 선택한 범위에 해당하는 주파수의 GSS 신호를 XW0,5 소켓에 적용하면 트랜시버가 원활하게 조정되어 S-미터의 판독값과 해당 디지털 눈금의 판독값을 가져와 기록합니다. 테이블 아래로. 그런 다음 필터의 주파수 응답이 작성됩니다. 주파수 값은 200Hz 단위로 가로 축을 따라 표시되고 상대 단위의 S 미터 판독 값은 세로 축을 따라 표시됩니다. 주파수 응답에 급강하와 험프가 있고 대역폭이 작거나(2kHz 미만) 불만족스러운 직각도 계수(-1,4/-80dB 레벨에서 3보다 나쁨)가 있는 경우 필터를 다음과 같이 조정해야 합니다. 그 안에 포함된 커패시터를 연속적으로 선택하고(그림 6, a) 설명된 방식으로 매번 주파수 응답을 취합니다. 허용 가능한 주파수 응답을 얻을 수 없는 경우 석영 공진기를 교체해야 합니다. 협대역 모드에서는 커패시터 C88 및 C91을 선택하여 필터를 조정하여 대역폭을 좁힙니다. 이 필터에 대한 0,8kHz의 대역폭(그림 6a 참조)이 최적이라고 간주될 수 있습니다. 주파수 응답 측정기를 사용하면 크리스털 필터 설정이 단순화됩니다. 석영 필터를 튜닝한 후 기준 석영 국부 발진기의 주파수는 202MHz 및 14MHz 범위의 튜닝 커패시터 C21와 나머지 모든 범위의 커패시터 C205를 사용하여 최종적으로 수정됩니다. 첫 번째 경우 생성 주파수는 상위 주파수 응답 기울기 뒤의 필터 투명도 대역 외부에 설정되고, 두 번째 경우에는 하위 주파수 응답 이전에 설정됩니다. AGC 시스템(그림 13 참조)의 설정은 커패시터 C(184)를 선택하는 것으로 구성되며, 그 커패시턴스는 작동 시간을 결정합니다. 이는 PA1 장치의 화살표 변동과 신호 변화 사이의 최상의 일치와 최대 판독값을 유지하는 데 충분한 시간에 따라 SSB 수신 모드에서 수행됩니다. 이 경우 IF 증폭기의 이득 변경에 필요한 부드러움이 달성됩니다. 신호 피크에서 화살표가 "규모를 벗어나면" 저항 R135의 저항을 줄여야 합니다. 디지털 저울(그림 16 참조)은 원칙적으로 조정이 필요하지 않으며 전원을 켜면 즉시 작동하기 시작합니다. 카운터에 필요한 숫자의 기록은 장치 입력에서 동축 케이블을 분리하고 SA1 스위치로 범위를 전환하여 표시기 HG6-HG1으로 시각적으로 확인됩니다. 범위 1,8; 3,5; 7, 10, 1 4 및 21 MHz에서는 숫자 893이 디스플레이에 표시되어야하고 나머지는 000입니다. 눈금이 다르게 표시되면 스위칭 장치 다이오드의 서비스 가능성을 확인하십시오 (그림 107 참조). 동축 케이블을 연결한 후 디지털 스케일은 선택한 주파수 범위에서 수신 주파수의 실제 값을 표시해야 합니다. 21MHz 범위에서 트랜시버를 전송 모드로 전환할 때 표시된 주파수와 실제 값 사이에 불일치가 있는 경우(일반적으로 표시된 값이 더 적음) 먼저 저항 R179, R181, 일시적으로 변수로 대체한 다음 (저항 선택이 도움이 되지 않는 경우) 안정적인 눈금 판독값을 얻을 때까지 커패시터 C49(그림 11 참조)의 커패시턴스를 늘립니다. 마지막으로 핀 10에서 -105V 전압을 확인해야 합니다. 다음 단계는 전송 모드에서 트랜시버를 설정하는 것입니다(저자의 경우 수신 모드에서 설명한 설정 직후에 전송 작업을 시작했습니다). XW1 잭과 트랜시버의 공통 와이어 사이에 연결된 등가 안테나는 저항이 75옴(동일한 임피던스를 가진 피더를 사용하는 경우) 또는 50옴(50옴 피더를 사용하는 경우)인 비유도 저항일 수 있습니다. ) 최소 10와트의 방산 전력을 갖습니다. 28V 10W 백열등을 사용할 수도 있습니다. 조정은 "설정" 모드에서 수행됩니다. SB7 버튼을 누르면 RF 신호의 존재 여부가 RF 전압계, 오실로스코프 또는 SA1 범위 스위치의 모든 위치에 있는 백열등에 의해 제어됩니다. 전력 증폭기 설정(그림 3 참조)은 안테나 등가물에서 최대 정현파 신호를 얻을 때까지 저항 R100 선택과 트리머 저항 R96 위치로 축소됩니다. 그런 다음 SB4 버튼(그림 1 참조)을 누르면 무전기가 전신 모드로 전환되고 전신 키(그림 15 참조)와 전신 국부 발진기(그림 14 참조)의 작동이 확인됩니다. SA6 버튼을 누르면(그림 1 참조) SA3 조작기(그림 15 참조)가 맨 왼쪽(다이어그램에 따라) 위치로 이동됩니다. 키는 가변 저항 R140 엔진의 위치에 따라 속도로 "포인트"를 제공해야 합니다. 조작기를 오른쪽으로 이동하면 "대시"가 형성되어야 합니다. 튜닝 저항 R144의 저항을 변경하면 최상의 자체 청취 톤이 달성되고 가변 저항 R204(그림 1 참조)에 의해 BA1 스피커 헤드에서 허용되는 전신 신호의 사운드 레벨이 달성됩니다. 전신 소포의 감쇠의 가파른 정도는 커패시터 C199를 선택하여 조절되며 안테나와 동등한 오실로스코프를 사용하여 신호를 제어합니다. 다음으로, SSB 전송 모드에서 트랜시버의 작동을 확인하십시오(다이어그램에 표시된 위치에 있는 SB4-SB8 버튼). 믹서 VD26-VD30(그림 5 참조)은 SA63 버튼을 누른 상태에서 트리머 R121 및 C6과 균형을 이루고(그림 1 참조) 마이크는 꺼집니다. 그런 다음 마이크를 연결한 후 긴 "a ... a ... a"라고 말하고 등가 안테나의 신호를 모니터링하여 SSB(단측파대) 신호가 있는지 확인합니다. 진폭은 튜닝 저항 R148에 의해 조절됩니다(그림 10 참조). 그 후, 음성 제어 모드(VOX)에서 트랜시버의 작동을 확인합니다. PTT가 해제된 상태에서 SB5 버튼을 누르면 마이크 앞에 긴 "a ... a ... a"라고 말하고 트리머 저항기 R 118(그림 9 참조)을 움직여 다음과 같은 안정적인 전환을 달성합니다. 트랜시버를 SSB 전송 모드로 전환합니다. TX 모드에서 필요한 유지 시간(약 0,2초)은 저항 R112와 커패시터 C170을 선택하여 설정됩니다. 그런 다음 트랜시버는 BA1 헤드가 연결된 큰 소리의 방송국에 맞춰지고 튜닝 저항 R126은 VOX 시스템이 이 신호에서 작동하지 않도록 하는 데 사용됩니다. SWR 미터는 더미 안테나가 연결된 설정 모드(SB7 "설정" 버튼 누름)에서 조정됩니다. 트랜시버를 14MHz 범위로 전환하고 출력에서 최대 신호를 얻을 때까지 커패시터 C63(그림 4 참조) 및 C158, C159(그림 3 참조)를 조정한 다음 튜닝 저항 R86을 사용합니다(그림 2 참조). ) 장치 RA1(그림 1 참조)의 화살표를 마지막 눈금 표시로 설정합니다. 이를 달성할 수 없는 경우 저항 R127이 선택됩니다(그림 13 참조). 그 후 SWR 미터는 반사파 측정 모드로 전환되고 (마이크로 스위치 SA2 누름) 커패시터 C145 (그림 2 참조)를 사용하여 장치의 제로 판독 값이 달성됩니다. 표시된 결과를 얻으려면 RF 변압기 T5의 권선 리드를 교체해야 할 수도 있습니다. 다음으로 결론 40과 41이 바뀌고 동일한 방식으로 트리머 커패시터 C1를 사용하여 RA142 장치의 제로 판독값을 달성한 후 결론이 원래 위치로 돌아갑니다. 실제 안테나의 Feeder SWR은 다음과 같이 측정됩니다. 스위치 SA2를 직접파 측정에 해당하는 위치로 설정하여 설정 모드에서 트랜시버를 켜고 (SB7 버튼 누름) 가변 저항 R201 "DSB"(그림 1 참조)를 사용하여 화살표 PA1을 설정합니다. 눈금의 마지막 표시까지(이 판독값은 100%로 간주됩니다). 그런 다음 SA2를 반사파를 측정하는 위치로 이동하고 기기 A의 판독값을 가져옵니다(상대 단위로도). SWR은 SWR \u100d (100 + A) / (2 - A) 공식으로 결정됩니다. 이러한 SWR 미터 설정에 대한 자세한 내용은 [XNUMX]에서 확인할 수 있습니다. 전력 증폭기 보호 장치를 설정할 때 SWR이 3이 되도록 안테나 등가의 저항을 변경합니다. 트리밍 저항 R86(그림 2 참조)은 증폭기를 닫는 데 사용됩니다. 이를 수행할 수 없는 경우 저항 R88, R90 및 제너 다이오드 VD33(그림 3)이 다른 안정화 전압으로 선택됩니다. 보호 장치의 작동성은 송수신기가 송신하는 동안 안테나를 잠시 꺼서 점검합니다. 전력 증폭기는 닫혀 있어야 합니다. 무선에서 작업하려면 설명된 트랜시버를 모든 모드(RX 또는 TX)로 구성할 수 있습니다. 수신 모드에서 작동 중인 라디오 방송국에 대한 S-미터의 최대 판독값으로 조정된 경우 송신기 설정 모드에서 구성할 필요가 없습니다(SB7 버튼을 누른 상태). 반대로, 시스템이 이 모드로 구성된 경우 수신하도록 구성됩니다. 문학
저자: V.Rubtsov(UN7BV), 카자흐스탄 아스타나
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