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라디오 전자 및 전기 공학의 백과사전 AM 및 FM 신호를 직접 변환하는 수신기. 무선 전자 및 전기 공학 백과사전
최근 몇 년 동안 단파 라디오 아마추어는 소위 직접 변환 수신기를 사용하여 전신 및 단측파대 신호를 수신하는 경우가 많습니다. 슈퍼헤테로다인과 달리 IF 경로와 검출기가 없습니다. 수신된 고주파 신호의 스펙트럼을 오디오 주파수 영역으로 직접 전송하는 주파수 변환기만 있습니다(즉, 필터링 및 주 신호 증폭은 저주파). 이로 인해 직접 변환 수신기는 제조 및 설정 모두에서 수퍼헤테로다인 수신기보다 훨씬 간단합니다. 슈퍼헤테로다인에 내재된 높은 감도와 선택성은 최신 저잡음 트랜지스터(저주파 증폭기의 입력으로 감소된 노이즈 수준은 0,1 ~ 0,2μV가 될 수 있음)를 사용하여 쉽게 얻을 수 있으며 매우 간단하지만 효과적인 저 - 통과 필터( LPF). 여기에 주파수가 증가함에 따라 감도가 감소하는 인간 청각, 전화(확성기)의 "자연스러운" 선택성이 추가됩니다. 직접 변환 수신기의 이러한 장점은 점점 더 방송 장비 설계자들의 관심을 끌고 있습니다. 그러나 기존의 직접 변환 수신기는 AM 및 FM 신호를 복조할 수 없습니다. 사실 믹서는 수신된 진동을 감지하지 못하지만 주파수를 변환합니다. 따라서 예를 들어 AM에서 전송하는 라디오 방송국의 주파수에 동조할 때 휘파람 소리가 먼저 들리고(국부 발진기의 발진에 따라 반송파가 울림) 신호와 국부 발진기의 주파수 차이에 따라 톤이 감소합니다. 오실레이터가 감소합니다. 이러한 조건에서 변속기를 분해하는 것은 거의 불가능합니다. 보다 정확한 튜닝을 통해 주파수 F의 비트 톤이 매우 낮아져 들리지 않지만 전송에는 주파수 2F의 주기적인 볼륨 변화가 수반됩니다. 이것은 국부 발진기의 위상이 수신된 신호의 위상에 따라 지속적으로 변하기 때문에 발생합니다. 위상이 일치하면 전송량은 정상이고 차이가 90 ° 또는 270 °이면 180으로 떨어지고 XNUMX ° 이동하면 신호가 다시 나타나지만 극성이 반전됩니다. 여기서 요점은 오디오 주파수로 변환되는 AM 신호의 두 측파대의 비트이며 믹서의 출력에서 더해지고 빼집니다. 주파수 변조를 사용하면 신호 주파수가 fc-Δf에서 fc + Δf 범위의 소리 진동으로 시간에 따라 변경됩니다(fc는 반송파 주파수, Δf는 송신기 주파수 편차). 이 경우 직접 변환 수신기의 믹서 출력에서 비트 주파수 F는 미세 조정을하더라도 일정하게 유지되지 않습니다. 0에서 Δf까지 다양합니다. - 따라서 변속기를 전혀 분해할 수 없습니다. AM 및 FM 신호의 양호한 수신 품질은 국부 발진기의 발진을 신호의 반송파 주파수와 동기화하여 얻을 수 있으며, 이는 여러 가지 방법으로 수행할 수 있습니다. 가장 쉬운 방법은 신호 반송파의 국부 발진기의 발진을 포착하는 현상을 이용하는 것입니다. 이를 위해 입력 회로 또는 RF 증폭기 출력의 신호 전압 일부가 로컬 발진기 회로에 도입됩니다. 캡처 대역은 다음 공식으로 결정됩니다. ). 안정적인 동기화에 필요한 최소값(약 2 ~ 200Hz)으로 설정해야 합니다(회로에 도입된 신호 전압을 조정하여). 이렇게 하면 수신기의 잡음 내성이 향상되어 잡음이 클록 체인에 침투할 가능성이 줄어듭니다. 회로 Q = 400의 품질 계수, 전압 Ug = 35V 및 캡처 대역 0,1Δfz = 2Hz에서 CB 대역(주파수 400kHz)의 동기화 전압은 약 1400mV이며 KB 대역(1MHz) - 약 14μV. 더 복잡하고 진보된 동기식 수신기에는 PLL(Phase Locked Loop)이 포함되어 있습니다. 기사 [1,2, XNUMX]는 그러한 수신기에 대한 설명에 할애되었습니다. 직접 변환 수신기를 사용하여 변조된 신호를 수신하는 다른 방법이 있는데 오래 전부터 제안되었지만 아직 명성이 낮아 아직 보급되지는 않았습니다. 이 기사의 목적은 아마추어 무선 통신 및 방송 수신에 대한 사용 문제를 실질적으로 해결하기 위해 비동기 수신기에 대한 사람들의 실험실 애호가의 관심을 끄는 것입니다. 직접 변환 수신기에서 AM 발진을 감지하는 가장 간단한 방법은 반송파에 비해 2 ~ 3kHz만큼 디 튜닝하고 출력에서 전파 감지기를 켜는 것입니다. 1. 여기서 U1은 믹서, G1은 국부 발진기, Z1은 저역 통과 필터, A1은 저주파 증폭기입니다. 후자의 출력에서 2 ~ 3kHz의 주파수 비트 신호가 형성됩니다. 전송된 정보에 의해 변조된 진폭. 결합 커패시터 C1을 통해 이 신호는 검출기(V1 - V4)에 공급됩니다. 출력에서 이중 비트 주파수로 맥동하는 전압이 방출되며 그 포락선은 수신 신호의 변조 법칙에 따라 변경됩니다. 결과적으로 차단 커패시터 C4에 의해 다소 약화 된 이중 비트 주파수 (6 ... 2kHz)의 무선 전송과 연속 휘파람이 모두 헤드폰에서 들립니다. 차단 주파수가 약 3kHz인 저역 통과 필터를 전화기와 감지기의 출력 사이에 연결하여 이러한 간섭을 제거할 수 있습니다.
고려된 기능 다이어그램에 따른 수신기(본질적으로 비트 주파수와 동일한 매우 낮은 수퍼헤테로다인-IF)는 실험에 적합하지만 방송 수신에는 적합하지 않습니다. 1,6kHz보다 길면 경로의 대역폭이 신호의 스펙트럼과 일치하지 않아 노이즈 내성이 악화되고 왜곡이 발생합니다. 이제 분명한 것처럼 AM 신호를 수신하는 작업은 다음과 같습니다. 엔벨로프를 오디오 범위에 있는 매우 낮은 "반송파" 주파수에서 분리하기 위해 후자의 진동을 억제해야 합니다. 이것은 90개의 소위 직교 LF 채널이 있는 수신기에서 가능하며 신호의 위상이 XNUMX° 이동됩니다. 이 경우 직교 신호의 XNUMX/XNUMX 파장 감지 후 동일한 맥동 전압 (주파수도 두 배)을 얻지 만 맥동 자체는 역 위상으로 판명됩니다 (주파수가 두 배가되면 위상 편이 또한 두 배가 됨) 감지된 신호를 단순히 합산하여 제거할 수 있습니다. 이러한 AM 신호 수신기의 블록 다이어그램이 그림 2에 나와 있습니다. 3 [1]. 여기에는 U2과 U1의 두 믹서가 포함되어 있습니다. 국부 발진기 전압 G3은 90 °의 위상 편이를 생성하는 고주파 위상 시프터 U1을 통해 그들에게 공급됩니다. 수신기의 각 채널에는 저역 통과 필터(Z2 및 Z1), 저음 증폭기(A2 및 A4) 및 전파 검출기-쿼드레이터(5차 검출 모드에서 작동하는 전파 검출기가 제곱 작업을 수행함)가 있습니다. , 따라서 쿼드레이터(quadrator) U6 및 UXNUMX라고도 합니다. 검출기 출력의 신호는 합산 장치 UXNUMX에 공급됩니다.
검출기 U4, U5 및 가산기 U6으로 구성된 수신기 부분은 그림 3에 표시된 회로에 따라 만들 수 있습니다. 1. 검출기는 트리밍 저항 R2 및 R1와 균형을 이룹니다(주파수 F = fc-fg로 비트 억제 달성). 감지된 신호는 트랜스포머 TXNUMX의 XNUMX차 권선에 추가되며, 원하는 경우 연산 증폭기로 교체할 수 있습니다.
주파수 2F의 신호 억제 정도는 채널 균형과 위상 편이 설정 오류에 따라 다릅니다. + -1% 채널의 게인 불균형과 + -1°의 위상 편이 설정 오류로 40dB에 도달합니다. 이러한 억제는 약한 신호 또는 간섭 조건에서 무선 통신 및 방송 수신에 충분하며 고품질 수신을 위해서는 최소 60dB가 되어야 하며 물론 조정 오류의 크기 감소가 필요합니다. FM 신호를 수신하는 가장 간단한 방법은 본질적으로 AM 신호에 대해 설명한 것과 동일합니다(그림 1 참조). 유일한 차이점은 이 경우 격리 커패시터 C1의 커패시턴스가 작아야 한다는 것입니다(검출 전에 신호 차별화를 보장하기 위해). 이 조건에서 감지된 전압은 수신된 신호와 국부 발진기의 발진 사이의 비트 주파수에 비례합니다. FM 신호를 수신하는 유사한 방법은 IF가 낮은 공지된 장치 및 펄스 카운터의 원리로 작동하는 검출기에 사용됩니다 |4| 이 방법의 단점은 필요한 대역폭에 비해 수신기 대역폭을 두 배로 늘리는 저주파 미러 채널이 있다는 것입니다. 직교 채널이있는 FM 신호의 비동기 수신기 [5]에는 AM 발진을 수신하는 장치와 동일한 입력 부분이 포함되어 있지만 LF 증폭기 A1 및 A2의 출력 신호는 처리 장치에 공급되며 그 블록 다이어그램은 그림에 나와 있습니다. 4. 미분 회로 U7 및 U8, 곱셈기 U9, U10 및 감산기 A3으로 구성됩니다(회로 요소의 번호는 그림 2에서 시작하여 계속됨). 이 경우 필터 Z1, Z2의 대역폭은 FM 신호의 최대 편차 Δfmax(50kHz - 방송 및 6 ... 12kHz - 무선 통신) 또는 다소 큰 값에 해당합니다. 미분 회로의 시간 상수는 동일한 고려 사항에서 선택됩니다: RC=(0,5....0,7)/ 2πΔfmax. 링 다이오드 믹서 또는 집적 회로는 곱셈기로 사용할 수 있으며 차동 증폭기는 감산기로 사용할 수 있습니다.
수신기의 작동을 고려하십시오. 신호 S2가 신호 S1보다 90° 지연된다고 가정합니다. 이 경우 미분 신호 S'2는 신호 S1과 위상이 같고 진폭은 주파수 F에 비례합니다. 곱셈기 U10의 출력에는이 주파수에 비례하는 양의 전압이 나타나고 두 번째 고조파가 나타납니다. . 유사한 프로세스가 승산기 U9에서 발생하지만 미분 신호와 신호 S2의 위상이 다르므로 출력에 음의 극성 전압이 나타납니다. 감산기 A3에서 두 번째 고조파는 서로 상쇄됩니다. 국부 발진기 주파수에 대한 신호 주파수 디튜닝의 부호 변화는 신호 S2의 위상을 fc>fg에 대해 180° 변경하고, 신호 S2의 위상은 -90°입니다(U2 믹서에서 주파수 및 국부 발진기 발진의 위상은 각각 신호의 주파수와 위상에서 뺍니다) 및 fc 수신기의 식별 곡선(디튜닝에 대한 출력 전압의 의존성)이 그림 5에 나와 있습니다. 5. "XNUMX"은 신호의 반송파 주파수에 대한 국부 발진기의 미세 조정에 해당합니다. 간섭은 F에서만 들릴 수 있기 때문에 고려 중인 수신기에서 주파수 F와 해당 고조파로 비트를 효과적으로 억제하는 것이 더 쉽습니다.
직교 채널이 있는 직접 변환 비동기식 수신기는 수퍼헤테로다인에 비해 특정 이점이 있습니다. 예를 들어, 높은 선택성을 쉽게 얻을 수 있습니다. 슈퍼헤테로다인 IF 경로에서 XNUMX회로 FSS를 사용하는 것과 동일한 효과가 하나의 코일과 두 개의 커패시터로 구성된 단순한 U자형 저역 통과 필터에 의해 제공됩니다. 활성 RC 필터를 필터링에 사용하면 일반적으로 수신기의 코일 수를 최소화할 수 있습니다. 이러한 수신기의 주요 이점은 모든 증폭 및 모든 신호 처리가 저주파에서 발생하여 캐스케이드 차폐 및 분리를 위한 특별한 조치를 취하지 않고 집적 회로를 널리 사용할 수 있다는 것입니다. 단점은 회로의 복잡성을 포함합니다(그러나 스테레오 시스템에서는 경로가 두 배로 복잡해집니다!). 결론적으로 AM 신호 수신기(그림 2)에 그림 4의 블록 다이어그램에 따라 만들어진 장치를 추가하는 것이 흥미롭습니다. 6, AM과 FM 모두에서 신호를 수신하는 장치로 전환하고 추가 저주파 위상 천이기를 단측파대 수신기에 도입[XNUMX]. 문학
저자: V.Polyakov, 모스크바
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