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라디오 전자 및 전기 공학의 백과사전 직접 변환 트랜시버를 위한 고급 믹서입니다. 무선전자공학 및 전기공학 백과사전
직접 주파수 변환 수신기 및 트랜시버는 널리 인기를 얻었지만 80년대 말까지 달성된 성능은 그 이후로 크게 향상되지 않았습니다. 게시된 기사의 저자가 보여주듯이 트랜시버(수신기) 믹서에서 전계 효과 트랜지스터를 사용할 때 제어된 저항의 수동 모드에서 스위치를 켤 때 이 방향에서 눈에 띄는 진전이 이루어졌습니다. 헤테로다인 수신기(직접 변환)의 장점은 널리 알려져 있습니다. 이는 단순성, 측면 수신 채널의 거의 완전한 부재, 복조된 신호의 고품질 등입니다. 그러나 단점도 있습니다. 이는 다이오드 믹서가 있는 수신기의 경우 80dB를 초과하지 않는 XNUMX개 신호 수신 및 작은 동적 범위입니다. 제어된 저항 모드에서 켜진 전계 효과 트랜지스터를 기반으로 한 믹서를 사용하는 것이 유망해 보입니다. 단일 전계 효과 트랜지스터로 제작되고 [1]에 설명된 유사한 믹서는 1μV의 헤테로다인 수신기 감도와 65dB의 동적 범위를 제공했습니다. 여기서는 헤테로다인 수신기 믹서의 동적 범위가 IF가 높은 수신기에서와 같이 10차 상호 변조 왜곡에 의해 제한되는 것이 아니라 간섭 신호를 직접 감지함으로써 위에서부터 제한된다고 말하는 것이 적절합니다. 동적 범위의 하한은 감도(주어진 신호 대 잡음비 - 일반적으로 12 또는 30dB)와 동일한 것으로 가정되며 상한은 AM 수신기의 입력에 신호를 적용하여 결정됩니다. 0,3%(m = 50)의 변조 계수, 100 또는 3kHz로 주파수 디튜닝, 진폭은 감도 결정과 동일한 XNUMXH 출력 신호를 제공합니다. 미국 문헌에서는 직접 변환 수신기의 동적 범위 한계 간의 차이를 종종 AMRR - AM 거부율이라고 합니다. 무선 회로 이론에 따르면 단일 사이클 믹서 회로에서 밸런스 회로로 이동할 때 동적 범위는 30~40dB만큼 확장됩니다. 이는 전계 효과를 사용하여 밸런스 믹서에 대한 값을 얻을 수 있기를 희망합니다. 100dB 정도의 트랜지스터. 전계 효과 트랜지스터를 사용하는 밸런스 믹서의 변형 중 하나가 [2]에 설명되어 있지만 여기에는 구현하는 데 노동 집약적이며 50Hz 주파수의 네트워크 간섭에 취약한 발룬 저주파 변압기가 포함되어 있습니다. 새로운 버전의 믹서가 독자들에게 제공됩니다. 160m 범위의 헤테로다인 수신기에 사용되었으며 그 회로는 그림에 나와 있습니다. 물론 회로와 변압기 데이터를 적절하게 변경하여 다른 범위에서 믹서를 사용하는 것을 방해하는 것은 없습니다. 프리셀렉터(1회로, 1회로 대역통과 필터, 그림에 표시되지 않음)의 입력 신호는 RF 변압기 T4로 이동한 다음 전계 효과 트랜지스터 VTXNUMX - VTXNUMX로 만들어진 믹서로 이동합니다.
수신기 국부 발진기는 VT5 트랜지스터에 조립됩니다. 국부 발진기는 실제로 믹서에 의해 로드되지 않으므로 용량성 1,8톤 회로에 따라 단일 스테이지로 만들어집니다. 같은 이유로 버퍼 캐스케이드를 포기하는 것이 가능한 것으로 나타났습니다. 상대적으로 낮은 국부 발진기 주파수(XNUMXMHz)의 안정성은 매우 충분한 것으로 나타났습니다. 변환된 3H 신호는 저역 통과 필터 C1L3C2를 통과하고 스테이지 간 직접 연결을 통해 일반적인 회로에 따라 두 개의 바이폴라 트랜지스터 VT6 및 VT7에 조립된 초음파 필터로 들어갑니다. 임피던스가 높은 전화기를 출력에 연결하거나 알려진 회로에 따라 만들어진 UMZCH 터미널을 연결할 수 있습니다. 이 장치는 다음과 같이 작동합니다. 트랜지스터 VT2 및 VT3의 게이트에서 로컬 발진기 전압의 양의 반주기로 열립니다. 이 경우 변압기 T1의 2차 권선 하단 출력은 트랜지스터 VT3의 개방 채널을 통해 공통 와이어에 연결되고, 트랜지스터 VT1의 개방 채널을 통해 동일한 권선의 상단 출력은 저역 통과에 연결됩니다. 필터 입력. 이 경우 트랜지스터 VT4 및 VTXNUMX는 닫혀 있습니다. 국부 발진기 전압이 게이트에 역위상으로 적용되고 음의 반파장의 영향을 받기 때문입니다. 헤테로다인 전압의 다음 반주기에서 트랜지스터 VT1 및 VT4가 열리고 트랜지스터 VT2 및 VT3이 닫힙니다. 이 경우 변압기 T1의 XNUMX차 권선을 저역 통과 필터 입력에 연결하는 극성이 반전됩니다. 국부 발진기의 주파수와 위상과 신호가 일치하면 믹서 출력에 양극의 펄스가 나타납니다. 국부 발진기 위상이 믹서 출력에서 반대 위상으로 변경되면 펄스는 음의 극성이 됩니다. 저역 통과 필터로 평활화되어 출력에서 일정한 전류를 생성합니다. 두 경우 모두 동기 신호 감지가 발생합니다. 주파수가 일치하지 않으면 출력에 비트 신호가 나타납니다. 이 믹서에는 다음과 같은 기능이 있습니다. - 밸런싱 저주파 변압기가 없습니다. - HF 변압기의 권선에는 중간점이 포함되어 있지 않으므로 변압기 권선의 비대칭 영향이 제거됩니다. - 트랜지스터 VT1 및 VT3과 VT2 및 VT4의 기생 드레인-게이트 커패시턴스는 국부 발진기 L2를 사용하여 커플 링 코일의 역위상 단자에 연결되고 국부 발진기 전압을 허용하지 않는 평형 브리지를 형성합니다. 입력 회로에 입력하면 안테나를 통한 국부 발진기 방사가 크게 줄어듭니다. 로컬 발진기 방사선은 근처 수신기와의 간섭을 생성하는 명백한 피해 외에도 동일한 신호의 기생 수신으로 가득 차 있지만 이미 교류 배경 및 네트워크 전선이나 외부 전원 어딘가의 기타 간섭에 의해 변조되었습니다. [2 ]. 이 경우 제거하기 어려운 으르렁거리는 소리가 들리며 안테나를 분리하면 사라집니다. 믹서의 입력 및 출력 저항에 대한 몇 마디. 알려진 바와 같이 패시브 믹서의 입력 및 출력 저항은 서로 의존하지만 그 값은 대체로 임의로 선택할 수 있습니다. 믹서의 최적 부하 저항을 선택하는 전통적인 방법은 Rload = √로 믹서의 개방형 채널과 폐쇄형 채널의 기하 평균 저항을 결정하는 것입니다.로펜 알클로즈. 개방형 채널 저항 Ropen을 결정하는 것은 아무런 어려움도 일으키지 않습니다. 수십 옴입니다. 폐쇄 채널 저항 Rclosed는 본질적으로 활성 용량성입니다. 닫힌 채널의 기생 커패시턴스를 1pF로 가정하면 저항은 VHF 대역은 말할 것도 없고 80m 범위의 160kOhm에서 5m 범위의 10kOhm으로 감소합니다. Ropen = 50 Ohm을 사용하면 2m 범위에서 Rload - 160kOhm, 500m 범위에서 Rload = 10Ohm을 얻습니다. 또한 헤테로다인 수신기에 있는 믹서의 높은 부하 저항에는 낮은 설치가 필요합니다. - 높은 특성 임피던스를 갖는 통과 필터. 이러한 저역 통과 필터의 인덕턴스는 많은 회전을 포함하며 제조에 노동 집약적입니다. 따라서 저자에 따르면 믹서의 부하 저항을 10Ropen 수준, 즉 약 500Ω으로 줄이는 것이 합리적입니다. 이 경우 믹서의 추가 손실은 10%에 이르며, 이상적인 매칭의 경우에 비해 믹서 전송 계수의 감소는 1dB를 초과하지 않으며 이는 상당히 수용 가능한 것으로 보입니다. 수신기 회로로 돌아가 보겠습니다. 믹서에 사용되는 KP305Zh 트랜지스터의 채널 저항은 제로 게이트 전압에서 약 400Ω이고 개방 상태에서는 약 25Ω입니다. 게다가 인스턴스마다 저항의 변화가 상당히 큽니다. 헤테로다인 전압이 1을 통과하면 동시에 개방형 트랜지스터 VT2 및 VT3와 VT4 및 VT1,5가 변압기의 305차 권선을 바이패스하여 전송 계수를 감소시킵니다. 따라서 믹서의 최대 전달 계수는 -XNUMXV의 차단 전압이 게이트에 적용될 때 달성됩니다.게이트에서 실제로 XNUMX 전압에서 닫히고 필요하지 않은 KPXNUMX A 또는 D 트랜지스터를 사용하는 것이 좋습니다. 게이트에서 일정한 바이어스. 더 높은 품질의 요소를 사용하면 향상된 매개변수를 기대할 수 있습니다. 1~5Ω의 개방형 채널 저항을 갖는 주요 트랜지스터가 이미 판매 중입니다. 불행하게도 트랜지스터 채널의 저항이 감소(전도도가 증가)함에 따라 기생 게이트-소스 용량도 증가합니다. 흥미로운 점은 채널 컨덕턴스와 기생 커패시턴스의 곱이 같은 세대의 서로 다른 저전력 트랜지스터에 대해 거의 일정한 값이라는 점입니다. 기생 게이트-소스 커패시턴스를 통해 누출되는 국부 발진기 신호의 레벨은 대략 이 제품에 비례합니다. 그러나 믹서가 키 모드로 전환되면 이러한 모든 고려 사항은 관련이 없습니다. 이는 순간 게이트 전압이 +5V를 초과하면 트랜지스터가 완전히 열리기 때문에 국부 발진기 전압을 간단히 높이면 달성됩니다. 설명된 수신기에서 공급 전압을 9V에서 15V로 증가시킨 후 트랜지스터 게이트의 로컬 발진기 전압 진폭도 8V에서 14V로 증가했습니다. 트랜지스터는 실제로 키 모드에서 작동하기 시작했습니다. 믹서의 선형성에 유익한 효과가 있습니다. 즉, 수신기의 감도가 4dB 증가하고 동적 범위의 상한은 6dB입니다. 믹서 회로가 다이오드 브리지 정류기 회로를 정확하게 반복한다는 점은 흥미롭습니다. 다이오드 대신 전계 효과 트랜지스터 채널이 포함되어 있습니다. 또한 정류기에서 다이오드는 변압기 권선의 입력 교류 전압에 의해 열리고 믹서에서는 로컬 발진기 전압에 의해 열립니다. 고전력 전계 효과 트랜지스터의 손실이 다이오드보다 적기 때문에 이러한 장치는 고주파 전원 변환기의 XNUMX차 전압 동기 정류에도 성공적으로 사용될 수 있습니다. T1 믹서의 입력 변압기는 투자율이 10인 페라이트로 만든 K6x4x400 링 자기 코어에 감겨 있습니다. 30차 권선에는 PELSHO 100 와이어가 0,1회, 8차 권선에는 10회 감겨 있습니다. 국부 발진기 코일은 직경 0,2mm, 길이 0,3mm의 볼을 가진 일반 플라스틱 프레임에 대량으로 감겨 있습니다. 인덕턴스를 조정하기 위해 카르보닐 철로 만들어진 원통형 스레드 코어(CTC)가 사용됩니다. 권선은 함께 접힌 PEL 또는 PELSHO 30...1 와이어 2개로 수행됩니다. 회전 수는 3이며 국부 발진기의 주파수 범위를 조정할 때 프레임 크기에 따라 지정됩니다. 세 개의 결과 권선 중 하나는 국부 발진기 회로(L16)에 사용되며, 다른 두 개는 직렬로 연결되어 커플링 코일(L10)을 형성합니다. 코일의 중간점은 한 와이어의 시작 부분을 다른 와이어의 끝 부분에 연결하여 얻습니다. L8 저역 통과 필터 코일은 2000NM 페라이트로 제작된 K200x0,1xXNUMX 링 자기 코어에 감겨 있습니다. 얇은 절연선 XNUMX개를 포함하고 있으며 PELSHO XNUMX을 권장합니다. 초음파 음향기를 설정하려면 VT1 컬렉터의 전압이 공급 전압의 절반이 될 때까지 저항 R7을 선택해야 합니다. 로컬 발진기를 설정할 때 안정적인 생성이 여전히 존재하는 커패시터 C8의 커패시턴스를 최대한 높게 선택하는 것이 좋습니다. 수신기 테스트 결과는 다음과 같습니다. 수신 모드에서 작동할 때 믹서는 100μV의 감도와 0,3dB의 직접 감지로 제한되는 동적 범위를 제공했습니다. 즉, 디튜닝 50kHz, m = 0,3 및 30mV 레벨을 갖는 간섭 AM 신호는 출력에서 3μV 레벨의 유용한 CW 신호와 동일한 0,3H 전압을 생성했습니다. 입력을 기준으로 한 수신기 자체의 잡음 수준은 0,1μV였습니다. 실험 중에 국부 발진기를 꺼도 수신기의 전체 잡음이 크게 줄어들지 않았으며 이는 믹서의 감도가 예비되어 있음을 나타냅니다. 실험 중에 트랜지스터 GSS의 고유 잡음도 들렸으며 이는 출력 신호의 품질이 낮음을 나타냅니다. 설명된 믹서는 모든 패시브 믹서와 마찬가지로 어떤 방향으로도 신호를 전송할 수 있습니다. 즉, 가역적입니다. 전송 작업 시 믹서의 저주파 입력(저역 통과 필터 연결 지점)에 3V 전압의 2F 신호를 공급했을 때 DSB 신호의 출력 전압 진폭은 1V였습니다. 50Ω 부하로 변환합니다. 억제되지 않은 캐리어 나머지는 5mV인 것으로 나타났습니다. 이는 특별한 밸런싱 조치 없이 반송파 억제가 46dB에 도달함을 의미합니다. 물론 이러한 높은 캐리어 억제 성능을 저하시키지 않으려면 입력 회로와 국부 발진기의 우수한 차폐가 필요합니다. 문학
저자: M.Syrkin, UA3ATB
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