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라디오 전자 및 전기 공학의 백과사전 라디오 수신기의 기술적 특성 개선. 무선 전자 및 전기 공학 백과사전
VHF 석영 필터, 쇼트키 다이오드 및 고전력 RF 트랜지스터를 사용하여 선형성 및 이미지 선택성과 같은 수신기 매개변수를 크게 개선할 수 있습니다. 무선 수신기를 개선하는 XNUMX가지 방법은 높은 중간 주파수 선택, 별도의 AGC 및 이득 사용, 푸시풀 주파수 변환기 사용, 쇼트키 다이오드가 있는 이중 평형 주파수 변환기용 단계 사용, 수신기 단계 전반에 걸친 AGC의 최적 분배를 포함하여 설명됩니다. 전자 기술의 여명기에 라디오가 개발되기 시작했음에도 불구하고 여전히 더 개선할 수 있는 방법이 있습니다. 미터 파장 크리스털 필터, 핀 다이오드 및 고출력 고주파 트랜지스터와 같은 새로운 구성 요소를 사용하면 기존 개념에서 벗어나 왜곡이 적고 이미지 선택성이 높으며 선형성이 높은 수신기를 개발할 수 있습니다. 특히 가시적인 이점은 2-30MHz 범위에서 실현될 수 있지만 제안된 많은 방법은 다른 주파수에서 작동하는 수신기에 적용할 수 있습니다. 수신기 설계의 첫 번째 단계는 예상 잡음 수치와 손실이 각 블록에 대해 기록된 블록 다이어그램을 작성하는 것입니다(손실은 추가 잡음의 원인이기도 함). 이를 통해 전체 수신기의 잡음 지수를 계산할 수 있습니다. 예를 들어, 그림 1에 표시된 수신기의 블록 다이어그램에서. 8에서 잡음과 손실을 합산한 잡음 지수는 XNUMXdB이다.
전체 수신기의 잡음 지수는 개별 단계의 잡음 지수, 이득 및 손실(데시벨)을 합산하여 결정됩니다. 넓은 동적 범위를 얻으려면 이득이 손실을 보상하는 데 필요한 만큼 낮아야 합니다. 각 단계는 동적 범위 및 잡음 지수 측면에서 최적화되어야 합니다. RF 및 IF 스테이지의 이득이 손실을 보상하는 데 필요한 최소값을 갖는 경우 최대 동적 범위를 얻을 수 있습니다. 블록 다이어그램에서 볼 수 있듯이 입력 회로 및 AGC 감쇠기에서 0,5dB의 손실, 주파수 변환기에서 6,5dB 및 IF 필터에서 4,5dB의 손실은 RF 증폭기에서 약 11dB의 이득으로 보상됩니다. 두 번째 주파수 변환기는 수정 필터의 최소 대역폭이 ±3,5kHz이므로 과부하에 가장 민감하므로 이 단계에서 더 높은 전압이 좁은 주파수 대역에 집중된다는 점에 유의해야 합니다. 블록다이어그램의 주요 매개변수를 선택한 후 개발자는 개별 캐스케이드 설계를 진행할 수 있습니다. 이 단계에서 새로운 구성 요소의 이점을 실현할 수 있습니다. 수신기를 개선하는 방법의 순서를 고려하십시오. 1. 이미지 채널에서 더 나은 선택성을 얻으려면 중간 주파수가 수신 주파수 범위보다 높아야 합니다. 과거에는 이중 또는 삼중 변환 수신기에서 각각 455개 또는 1개의 중간 주파수가 각각 수신 대역의 주파수 미만이었고 수신기 선택성은 주로 가장 낮은 중간 주파수(종종 80kHz)에서 작동하는 회로에 의해 결정되었습니다. . 이것은 당시 사용 가능한 구성 요소가 낮은 중간 주파수에서만 필요한 선택성을 제공할 수 있다는 사실로 설명됩니다. 그러나, 낮은 제2 중간 주파수에서는 이미지 채널 노이즈를 감쇠시키는 문제가 더 어려워진다. 국부 발진기 전압이 인가되는 변환기 이후 입력에서 작용하는 잡음 주파수는 IF의 통과대역에 떨어질 수 있습니다. 30MHz의 IF의 경우 영상 채널 간섭의 감쇠는 가장 낮은 수신 주파수(30MHz)에서 30dB이지만 32MHz에서 2dB로 떨어진다. 예를 들어, 4MHz 주파수의 신호를 수신하는 경우 이미지 채널의 간섭 주파수는 XNUMXMHz로 수신 신호의 주파수에 가깝고 입력 필터에 의해 충분히 감쇠되지 않습니다. 동시에 XNUMXMHz의 주파수에서 수신할 때 XNUMXMHz의 간섭 주파수는 입력 주파수의 두 배이므로 이미지 채널에 대해 우수한 선택성을 제공합니다. 수신된 주파수와 가까운 주파수를 갖는 이미지 채널의 간섭을 감쇠시키기 위해 개발자는 사전 선택기에서 추적 대역 통과 필터를 사용하려고 시도했으며, 이는 수신기 비용을 증가시켰습니다. 국부 발진기는 입력 신호의 주파수 범위와 폭이 동일한 범위에서 조정되어야 합니다. 따라서 2-30MHz 범위의 수신기에서 로컬 발진기 커버리지 비율은 1:15여야 합니다. 이 중첩 비율은 입력 및 국부 발진기 회로 설정을 정확하게 일치시키기 위해 복잡한 기계적 배열이 필요할 수 있습니다. IF 캐스케이드에서 미터파(30 - 120MHz) 범위의 현재 사용 가능한 석영 필터를 사용하면 위의 문제를 해결할 수 있습니다. 작동 범위의 주파수보다 높은 중간 주파수를 선택하면 2-30MHz 범위의 수신기에서 차단 주파수가 예를 들어 31MHz인 타원형 저역 통과 필터를 사용할 수 있습니다. 이 경우 작동 범위 이상의 주파수에 대한 간섭은 80dB로 감쇠되며 이미지 채널에 대한 선택성은 수신 신호의 주파수에 의존하지 않습니다. 동일한 필터가 국부 발진기 복사의 감쇠를 제공하므로 여러 수신기를 서로 가까운 거리에 배치할 수 있습니다. 예를 들어 중간 주파수가 40MHz일 때 국부 발진기는 42-70MHz 범위를 커버해야 합니다(2-30MHz 범위의 수신기에서). 따라서 중첩 비율은 1:2 미만입니다. 이것은 국부 발진기의 설계를 크게 단순화하고 국부 발진기의 고조파와 주파수 변환기의 입력 신호의 상호 작용이 수신기 대역폭으로 떨어지는 간섭 형성으로 이어질 가능성을 줄입니다. 2. 왜곡을 줄이기 위해 AGC와 증폭을 위한 별도의 스테이지 사용. 과거에는 증폭과 AGC 모두에 진공관이 사용되었습니다. 그러나 램프 특성의 비선형성으로 인해 AGC 전압을 인가했을 때 상호변조 왜곡이 발생하였다. 바이폴라 및 전계 효과 트랜지스터를 사용할 때도 마찬가지입니다. 증폭과 AGC를 별도의 단계로 수행하면 각각에 대한 최적의 모드를 제공할 수 있습니다. 예를 들어 AGC의 경우 핀 다이오드에 감쇠기를 사용할 수 있습니다. 그림 1과 같이 입력 저역 통과 필터와 RF 증폭기 사이에 연결됩니다. 다이오드 감쇠기는 입력 및 출력 임피던스가 일정해야 합니다. 그렇지 않으면 부하 임피던스가 변경되면 필터의 특성이 변경되고 증폭기를 구동하는 소스 임피던스가 변경되면 필터의 잡음과 왜곡이 변경됩니다. 무화과에. 2는 핀 다이오드의 기존 이중 T 브리지인 감쇠기를 보여줍니다. 이러한 감쇠기의 입력 및 출력 임피던스는 일정하게 유지됩니다. 이를 위해 감쇠기의 출력에서 적절한 전류 재분배를 제공하는 차동 증폭기가 사용됩니다(컬렉터 전류의 합은 변경되지 않아야 함).
3. 왜곡을 줄이기 위해 깊은 피드백을 제공하는 강력한 트랜지스터에 푸시-풀 RF 증폭기 사용 대부분의 구형 수신기에서는 몇 개의 진공관만이 클래스 A 모드 입력 증폭기에 사용하기에 충분히 선형적이라고 간주되었지만 설계자는 이러한 진공관의 특성을 사용하여 낮은 상호변조 왜곡을 달성했습니다. 고전력 선형 고주파 트랜지스터가 현재 생산되고 있으며 강한 전류 및 전압 피드백(실제로 거의 사용되지 않음)으로 높은 DC 모드에서 작동하여 램프보다 훨씬 더 나은 선형성을 제공할 수 있습니다. 무화과에. 3은 데시미터 파장 범위의 강력한 선형 트랜지스터에 조립된 이러한 증폭기의 다이어그램을 보여줍니다.
푸시풀 증폭기는 단일 종단형 증폭기에 비해 40차 비선형성 제품을 3dB 감쇠합니다. 이득은 피드백의 깊이와 그림 11의 변형에 따라 다릅니다. 40은 6,8dB입니다. 피드백의 도입은 다이나믹 레인지를 확장하면서 게인을 330dB 감소시킵니다. 증폭기는 세 가지 유형의 피드백을 사용합니다. 전류 피드백은 바이패스 커패시터가 없는 50옴 이미터 저항에 의해 제공됩니다. 션트 커패시터 없이 컬렉터와 베이스 사이에 연결된 1,2옴 저항은 전압 피드백을 제공합니다. 이러한 피드백은 입력 및 출력 임피던스를 변경하기 때문에 출력 및 입력 임피던스가 100옴과 동일한 변압기 피드백도 도입됩니다. 동시에, a.s.v.s. 증폭기는 200kHz에서 거의 3MHz의 주파수 범위에서 27를 초과하지 않습니다. 이 새로운 유형의 RF 증폭기의 장점은 그림 20에 표시된 특성으로 가장 잘 설명됩니다. 12. -1dBm의 입력 전력(각각 2mV의 진폭을 갖는 두 개의 정현파 신호)의 경우 이득은 65dB입니다. 이러한 입력 신호 값으로 단일 사이클 캐스케이드에서 1차 상호 변조 곱(f2±f2)의 레벨은 -100dB를 초과하지 않고 105차 곱(f22±XNUMXfXNUMX)은 -XNUMXdB를 초과하지 않습니다. 푸시풀 증폭기에서 XNUMX차 비선형 곱은 -XNUMXdB로 더 감소됩니다. XNUMX차 비선형성 제품 레벨은 +XNUMXdBm 입력 전력에서 원하는 출력 레벨에 도달합니다. 4. 쇼트키 다이오드가 있는 이중 평형 주파수 변환기의 적용 단일 사이클 컨버터에 비해 푸시풀 컨버터의 장점은 알려져 있지만(높은 감도, 낮은 왜곡) 높은 비용으로 인해 널리 배포되지 않습니다. 현재 핫캐리어 상의 저잡음 변환 다이오드(쇼트키 다이오드)를 저렴한 가격에 생산하고 있습니다. 전계 효과 트랜지스터를 기반으로 하는 이중 평형 변환기도 현재 생산되고 있습니다. 이러한 변환기는 20차 비선형성 제품을 잘 억제하지만 전계 효과 트랜지스터의 불량한 정합으로 인해 30차 비선형성 제품의 감쇠는 쇼트키 다이오드보다 XNUMX-XNUMXdB 더 나쁩니다. 또한 FET는 쇼트키 다이오드보다 낮은 레벨에서 신호를 제한합니다. 쇼트키 다이오드 믹서의 주요 장점은 기존 실리콘 또는 게르마늄 다이오드에 비해 더 나은 매칭이 가능하다는 것입니다. 이러한 믹서는 국부 발진기의 더 높은 전압에서 작동할 수 있습니다. 쇼트키 다이오드 잡음에는 실리콘 다이오드가 저주파에서 사용되는 것을 방지하는 1/f2 성분이 부족합니다. 주파수 변환기의 특성을 최적화하기 위해 그림 4과 같은 회로를 구성합니다. 64, a 및 b. 때때로 변환기에는 최대 16개의 다이오드(각 섹션에 1개)가 포함됩니다. 그림 4의 블록 다이어그램에 따른 응용 프로그램의 두 번째 변환기. XNUMX은 첫 번째 신호보다 더 큰 신호를 처리하므로 동적 범위가 더 넓어야 합니다. 그림의 구성표에 따른 변환기에서. XNUMX, 직렬 저항을 포함하고 푸시 풀 회로를 사용하여 달성됩니다.
직렬 저항은 믹서 손실을 6,5dB에서 8dB로 증가시킵니다. 그림의 구성표에 따른 변환기에서. 도 4b에 도시된 바와 같이, 사이드 채널 간섭을 억제하기 위해 하이브리드 트랜스포머가 사용된다. 5. 손실이 낮은 석영 필터를 사용하여 첫 번째 중간 주파수(미터파)의 캐스케이드에서 높은 선택성을 얻고 이미지 채널에서 간섭을 효과적으로 감쇠합니다. 최근까지 높은 선택성과 낮은 삽입 손실을 가진 석영 필터를 양산하는 것은 불가능했습니다. 무화과에. 5a는 현대 석영 필터의 일반적인 주파수 응답을 보여줍니다. 첫 번째와 두 번째 중간 주파수 사이의 이미지 채널 간섭의 감쇠는 필터의 주파수 응답의 기울기에 의해 결정되기 때문에 이미지 채널 선택도는 80dB만큼 높을 수 있습니다. 이러한 필터의 가격은 최근 400달러에서 현재는 50달러로 떨어졌습니다.구식 기계식 필터(자기변형 변환기 포함)는 변환기의 비선형성으로 인해 강한 상호변조 왜곡을 발생시켰습니다. 최신 기계식 필터에서 압전 변환기는 비선형성을 줄이는 데 사용됩니다. 입력 변압기의 강자성 코어가 낮은 신호 레벨에서 포화되면 수정 필터에서도 유사한 효과가 발생할 수 있습니다. 비선형성을 줄이기 위해 그림 5의 방식을 적용할 수 있습니다. 1 나. 테스트는 50옴 필터 입력에 적용된 80V 진폭의 두 신호로 수행됩니다. 스퓨리어스 신호의 레벨은 -XNUMXdB를 초과해서는 안 됩니다.
6. 조정 불가능한 저역 통과 필터와 함께 이중 주파수 변환을 사용하면 주파수 응답 기울기의 기울기를 변경하지 않고 대역폭을 조정할 수 있습니다. 좁은 대역통과 필터를 사용하여 IF의 직사각형 주파수 응답을 얻는 것은 항상 심각한 문제였습니다. 새로운 이중 반전 입력 스펙트럼 체계는 저역 통과 필터를 적용할 수 있으며 IF의 주파수 응답 기울기는 대역폭과 무관합니다. 저역 통과 필터의 또 다른 장점은 안정화 시간이 대역 통과 필터의 절반이라는 것입니다. 이것은 펄스 신호의 경우 필터에서 원치 않는 변동을 제거합니다. 방법의 본질은 다이어그램으로 설명됩니다(그림 6).
수신기의 선택성은 주로 두 번째 중간 주파수 525kHz의 경로에 의해 결정됩니다. 두 번째 중간 주파수의 대역폭, 따라서 수신기 전체의 대역폭은 150Hz-12kHz 내에서 설정할 수 있습니다. 이 경우 대역폭 선택은 필터를 교체하는 것이 아니라 두 개의 국부 발진기 사이의 주파수 편이를 조정하여 수행됩니다. 예를 들어 최대 대역폭이 ±525kHz(6-510kHz)인 531kHz 신호는 초기에 467kHz LO에서 주파수 변환기에 들어가 52(525-6-467) ~ 64kHz(525+ 6-467). 결과 신호는 주파수 응답이 64kHz에서 급격한 롤오프를 갖는 저역 통과 석영 필터에 공급됩니다(이 롤오프는 IF 주파수 응답의 전면 중 하나를 형성합니다). 고정 차단 주파수로 지정된 필터는 한 번만 조정됩니다. 그런 다음 대역폭이 52-64kHz인 신호 스펙트럼은 다시 525kHz의 중심 주파수로 전송되고 다시 583kHz의 국부 발진기 주파수로 변환기에 공급됩니다. 이 경우 신호는 52-64kHz 범위로 돌아오지만 스펙트럼이 반전됩니다(이전에 64kHz 대역폭 경계에 있었던 스펙트럼 구성 요소는 이제 이 경계 아래 12kHz임). 차단 주파수가 64kHz인 필터는 첫 번째 변환 동안 52kHz 경계에 있던 신호 성분을 억제합니다. 높은 선택도로 필터링된 이러한 방식으로 얻은 신호는 다시 스펙트럼을 통해 525kHz의 주파수로 전송되어 감지됩니다. IF의 주파수 응답 에지는 변경되지 않고 유지되고 대역폭은 두 로컬 발진기 사이의 주파수 편이를 조정하여 감소된다는 점에 유의해야 합니다. 예를 들어 대역폭이 2kHz인 경우 로컬 발진기는 462kHz(525 + 1-64) 및 588(525-1 + 64)의 주파수로 조정됩니다. 대역 가장자리가 저역 통과 필터에 의해 형성된다는 사실 때문에 주파수 응답은 150Hz의 대역폭에서도 직사각형에 가깝습니다. 설명된 방법은 중심 주파수에 대한 위상 응답 또는 그룹 지연 특성의 대칭을 보장합니다. IF에서 일반적으로 사용되는 수정 또는 기계적 필터는 비선형 위상 응답을 갖는 체비쇼프 필터입니다. 동시에 Bessel 유형의 저역 통과 필터는 필요한 선형성을 제공할 수 있습니다. 7. 수신기의 동적 범위를 저하시키는 요인 중 국부 발진기의 잡음 측파대를 고려해야 합니다. LO 스펙트럼의 잡음 측파대는 차단이라는 효과로 인해 수신기의 동적 범위를 크게 저하시킬 수 있습니다. LO 잡음은 수신 신호와 주파수가 가까운 강한 입력 신호를 간섭하여 원하는 신호를 간섭하는 IF 통과대역의 잡음을 일으켜 신호 대 잡음비를 감소시킬 수 있습니다. 강력한 차단 왜곡은 3dB 압축 임계값(또 다른 동적 범위 매개변수)보다 훨씬 낮은 신호 레벨에서 발생할 수 있습니다. 3dB 압축 임계값은 눈에 띄는 교차 변조의 모양에 해당하며 일반적으로 차단 효과보다 높은 신호 진폭에서 발생합니다. 무화과에서. 그림 7에서 예를 들어 측파대 잡음 스펙트럼 밀도가 145dB/Hz(LO 중심 주파수에서 20kHz 오프셋)이고 수신기 잡음 지수가 10dB인 경우 3dB의 수신기 차단이 발생함을 알 수 있습니다. 약 50mV의 입력 전압에서 3dB 압축 임계값이 약 1V의 신호 진폭에 해당합니다.
주파수 합성기를 국부 발진기로 사용할 때는 잡음 측파대와 마찬가지로 수신기의 성능을 저하시킬 수 있기 때문에 스퓨리어스 신호도 제거해야 합니다. 8. 최대 동적 범위를 얻기 위한 수신기 단계 전반에 걸친 AGC의 적절한 분포 수신기의 동적 범위는 AGC 전압이 RF 감쇠기에 적용되는 가장 낮은 신호 레벨에 따라 달라집니다. 안테나의 신호 레벨이 48dB의 신호 대 잡음비에 해당하는 값에 도달할 때까지 AGC는 IF에서만 작동해야 합니다(그림 8).
그런 다음 AGC 감쇠기가 작동하여 두 번째 변환기를 과부하로부터 보호합니다. AGC 감쇠기가 더 작은 신호에서 작동하기 시작하면 신호 대 잡음비가 감소할 뿐만 아니라 AGC의 안정성이 저하될 수 있습니다. AGC 회로는 매개변수를 최적화하기 위해 예를 들어 Nyquist hodograph를 사용하여 폐쇄 루프 시스템으로 신중하게 분석해야 합니다. 문학
간행물: N. Bolshakov, rf.atnn.ru
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