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라디오 전자 및 전기 공학의 백과사전 유사 공진 전압 변환기. 무선 전자 및 전기 공학 백과사전
이 기사는 매우 유망한 유형의 전압 변환기 인 준 공진에 대해 설명합니다. 설명된 장치는 매우 높은 변환 효율을 제공하고 출력 전압을 조정 및 안정화할 수 있으며 다양한 부하 전력으로 안정적으로 작동합니다. 최신 네트워크 전원 공급 장치 - 다양한 장비에서 트랜지스터 전압 변환기가 널리 사용됩니다. 변압기 블록에 비해 이점은 잘 알려져 있습니다. 동일한 출력 전력에서 더 작은 크기와 감소된 구리 소비량은 특히 대량 생산에서 복잡성에 대한 보상 이상입니다. 변환의 작동 빈도가 높을수록 경제적 성능이 높아집니다. 그러나 트랜지스터의 스위칭 주파수가 증가함에 따라 스위칭 손실도 증가하고 그에 따라 컨버터의 효율이 감소합니다. 모든 변환기의 스위칭 손실 값은 주로 관통 전류의 존재와 큰 콜렉터 전류에서 강력한 스위칭 트랜지스터의 상당한 폐쇄 시간이라는 두 가지 요소에 의해 결정됩니다. 일반적으로 개방 시간은 XNUMX-XNUMX 배 적으며 효율성에 큰 영향을 미치지 않습니다. 통과 전류는 브리지 및 하프 브리지 컨버터에서 트랜지스터를 전환할 때 발생합니다. 변환기의 한 팔의 트랜지스터가 이미 열려 있고 다른 팔은 아직 닫을 시간이 없을 때 흐릅니다. 이 현상을 제거하기 위해 스위칭 프로세스를 두 단계로 나눕니다. 먼저 팔 중 하나에서 트랜지스터가 닫힌 다음 3 ... 5 μs (강력한 트랜지스터의 일반적인 닫힘 시간) 후에 다른 팔에서 열립니다. 이 방법은 외부 여자가 있는 변환기에 사용되지만 자체 발진 변환기에는 적용되지 않습니다. 높은 콜렉터 전류에서 장기간 폐쇄하면 이때 폐쇄 트랜지스터에서 쓸모없는 전력이 방출되며 평균값은 다음 공식으로 표시됩니다. P=Im*Um*F*tclose/6, 여기서 Im은 닫힐 때 트랜지스터의 컬렉터 전류입니다.
폐쇄 프로세스의 속도를 높일 수있는 다양한 계획이 있지만 추가 에너지 비용이 필요하고 마감 시간을 기껏해야 여권에서 두 번 이하로 줄이고 종종이 값을 유지하는 데 도움이됩니다. 스위칭 외에도 개방형 트랜지스터의 전압 강하로 인한 전력 손실이 있지만 트랜지스터 선택에만 의존하며 네트워크 변환기에서는 변환 전력의 0,5 ~ 1%를 초과하지 않습니다. 외부 여기 및 자동 발전기가있는 기존의 모든 전압 변환기는 스위칭 순간의 컬렉터 전류 및 전압의 특성에 따라 조건부로 여러 유형으로 나눌 수 있습니다. 첫 번째이자 가장 일반적인 펄스는 트랜지스터가 닫힐 때까지의 최대 콜렉터 전류와 그 이후의 최대 콜렉터 전압을 특징으로 하는 펄스입니다. 이러한 변환기에서 스위칭 손실의 두 구성 요소는 15 ... 25 kHz의 작동 주파수에서 작동하므로 변환 전력의 8 ... 15%를 차지합니다. 그럼에도 불구하고 펄스 변환기는 출력 전압 제어의 구현 용이성과 유연성으로 인해 전압 변환과 안정화를 결합할 수 있기 때문에 가장 일반적입니다. 두 번째 유형은 공진 변환기입니다. 이에 대한 간단한 예는 변압기 피드백과 자동 바이어스 회로가 있는 기존 LC 발진기입니다. 컬렉터 회로의 반응성 요소는 트랜지스터를 닫기 전에 컬렉터 전류가 거의 1으로 감소하거나 닫은 직후 컬렉터 전압이 매우 작도록 계산됩니다. 이를 통해 스위칭 트랜지스터의 총 손실을 변환된 전력의 2 ~ XNUMX%로 줄이고 펄스 변환기에 비해 무선 간섭 수준을 줄일 수 있습니다. 그러나 공진 변환기는 자동 발전기 모드에서만 안정적으로 작동하며 출력 전압을 조절할 가능성과 계산 된 값에서 부하 저항의 상당한 편차를 허용하지 않습니다. 일반적으로 컨버터-스태빌라이저 시스템에서는 별도의 스태빌라이저가 필요하기 때문에 효율성 측면에서 임펄스 시스템에 뒤떨어집니다. 세 번째 유형은 흥미롭고 당연히 거의 널리 퍼지지 않습니다. 준 공명이며 이전 두 유형의 단점에서 크게 벗어납니다. 이러한 변환기를 만드는 아이디어는 새로운 것이 아니지만 약 1,5V의 포화 전압에서 상당한 콜렉터 펄스 전류를 허용하는 강력한 고전압 트랜지스터가 등장한 후 비교적 최근에 실제 구현이 가능해졌습니다. 이 유형의 전원 공급 장치의 주요 특징과 주요 이점은 주로 부하에 의해 결정되는 97차 회로 정류기의 손실을 고려하지 않고 98 ~ XNUMX%에 도달하는 전압 변환기의 고효율입니다. 현재의. 경우에 따라 고효율은 일반적으로 강력한 변환기 트랜지스터에 방열판을 사용할 필요가 없기 때문에 다른 경제적 이점은 말할 것도 없고 장비의 크기를 크게 줄일 수 있습니다. 스위칭 트랜지스터가 닫힐 때까지 흐르는 전류가 최대 인 기존 펄스 변환기에서 의사 공진은 트랜지스터가 닫힐 때까지 컬렉터 전류가 XNUMX에 가깝다는 점에서 다릅니다. 또한 폐쇄 시점까지의 전류 감소는 장치의 반응 요소에 의해 제공됩니다. 콜렉터 부하의 공진 주파수에 의해 변환 주파수가 결정되지 않는다는 점에서 공진형과 다릅니다. 이로 인해 변환 주파수를 변경하여 출력 전압을 조절하고 이 전압의 안정화를 구현할 수 있습니다. 그림에 표시된 단순화 된 다이어그램을 사용하여 하프 브리지 준 공진 변환기의 작동 원리를 더 자세히 설명하겠습니다. 1a. 정상 상태 작동의 특성 지점에서 전류 및 전압 다이어그램이 그림에 나와 있습니다. 1b. 단순화를 위해 트랜지스터의 스위칭 시간이 극소라고 가정해 보겠습니다. 실습에서 알 수 있듯이 이러한 단순화는 다이어그램의 신뢰성에 영향을 미치지 않습니다.
또한 요소의 매개변수 값이 다음 관계를 충족한다고 가정합니다. LT>>L1 및 Fpt 고려 사항은 트랜지스터 VT1이 열리고 인덕터 L1과 변압기 T1의 1차 권선을 통해 커패시터 C2이 충전되기 시작하는 순간부터 시작됩니다. 이 순간 커패시터 C1의 전압과 부하 Rn은 전압 (Upit-Uc1)n-UD보다 낮습니다. 여기서 Uc1은 커패시터 C1의 전압입니다. n은 변압기 T1의 변환 비율입니다. UD - 정류기 다이오드 VD2(또는 VD1) 양단의 직접 전압 강하. 이 경우 다이오드 VD2이 열리고 커패시터 CXNUMX의 충전 전류가 통과합니다. 충전할 때 커패시터 C2는 변압기 T1의 1차 권선을 션트하므로 커패시터 C1의 충전 속도는 자체 정전 용량과 인덕터 L2의 낮은 인덕턴스에 의해 결정되며 1차 권선의 인덕턴스에 의존하지 않습니다. 변신 로봇. 커패시터가 충전됨에 따라 1차 권선의 전압이 감소하고 커패시터 C1에서 증가하므로 순간 t에서 다이오드 VD1이 닫히고 무부하 변압기 T1의 XNUMX차 권선의 큰 인덕턴스가 충전에 포함됩니다. 커패시터 CXNUMX의 회로. 이 경우 개방 트랜지스터 VTXNUMX을 통과하는 전류는 Lt>>LXNUMX이기 때문에 이 시점에서 여전히 중요하지 않은 XNUMX차 권선의 전류 값으로 갑자기 감소합니다. 따라서 순간 t1부터 트랜지스터 t2의 스위칭 순간까지 콜렉터 전류의 증가는 무부하 변압기의 1차 권선의 인덕턴스에 의해 결정되며 이는 상당히 크게 선택됩니다. 실제로 전환 시 회로의 상태는 유휴 모드에 해당합니다. 실제 회로에서 초크 LXNUMX의 역할은 변압기의 누설 인덕턴스에 의해 수행될 수 있습니다. 트랜지스터 VT1을 닫고 VT2를 열면 커패시터 C1이 방전됩니다. 인덕터와 변압기의 권선 I를 통과하는 전류는 반대 방향으로 흐르지만 프로세스는 동일한 법칙을 따릅니다. 설명 된 모드의 존재에 필요한 조건은 다이오드를 닫은 후 부하 저항을 통해 방전 될 때 커패시터 C2의 전압 감소 비율이 변압기의 XNUMX 차 권선의 전압 감소 비율보다 작아야한다는 것입니다. 같은 시간 동안 정류기 다이오드는 다음 스위칭 트랜지스터까지 닫힌 상태를 유지합니다. 최소 전력 손실을 보장하려면 허용 가능한 컬렉터 작동 전류에서 개방 트랜지스터의 순방향 전압 강하가 최소화되어야 합니다. 그러나 이를 위한 최대 전류를 유지하려면 이 트랜지스터의 전체 반주기에 걸친 기본은 에너지 적으로 불리하며 그럴 필요가 없습니다. 베이스 전류가 컬렉터 전류에 비례하는지 확인하는 것으로 충분합니다. 이러한 제어를 비례 전류라고 합니다.
리액턴스 요소는 트랜지스터가 닫힐 때까지 콜렉터 전류를 최소로 줄이기 때문에 기본 전류도 최소화되므로 트랜지스터의 닫힘 시간이 개방 시간 값으로 줄어 듭니다. 따라서 스위칭 시 발생하는 관통 전류 문제가 완전히 제거됩니다. 즉, 비례 전류 제어와 함께 의사 공진 모드를 사용하면 스위칭 손실을 거의 완전히 제거할 수 있습니다. 유사 공진형 컨버터와 전류 비례 제어가 있는 주전원 공급 장치에 대한 두 가지 실용적인 옵션이 아래에 설명되어 있습니다. 이 블록의 제조는 라디오 아마추어에게 큰 어려움을 일으키지 않으며 변환기의 모든 장점을 평가할 수 있습니다. 안정화된 장치는 고주파수 카운터에서 XNUMX년 이상 작동했으며 불만을 일으키지 않습니다. 무화과. 도 2는 자체 발전 불안정 전원 공급 장치의 개략도를 나타낸다.
장치의 전력 손실의 주요 부분은 0,4 차 회로의 정류기 다이오드 가열에 있으며 변환기 자체의 효율은 트랜지스터 용 방열판이 필요하지 않은 정도입니다. 각각의 전력 손실은 XNUMXW를 초과하지 않습니다. 모든 매개 변수에 대한 특별한 트랜지스터 선택도 필요하지 않습니다. 출력이 닫히거나 최대 출력 전력을 초과하면 생성이 중단되어 트랜지스터가 과열 및 고장되지 않도록 보호합니다. 커패시터 C1-C3 및 인덕터 L1L2로 구성된 필터는 컨버터의 고주파 간섭으로부터 전원 공급 장치를 보호하도록 설계되었습니다. 발진기의 시작은 R4C6 회로와 커패시터 C5에 의해 제공됩니다. 진동은 변압기 T1을 통한 포지티브 피드백의 결과로 생성되며 주파수는이 변압기의 3 차 권선의 인덕턴스와 저항 RXNUMX의 저항에 의해 결정됩니다 (저항이 증가하면 주파수가 증가합니다). 변압기 T1의 권선 IV는 트랜지스터의 비례 전류 제어를 위해 설계되었습니다. 강력한 절연 변압기 T2와 스위칭 트랜지스터(변압기 T1)의 제어 회로가 분리되어 기본 전류의 형성에 대한 변압기 T2의 기생 커패시턴스와 인덕턴스의 영향을 크게 약화시킬 수 있음을 쉽게 알 수 있습니다. 트랜지스터. 다이오드 VD5 및 VD6은 컨버터가 시작되는 순간 커패시터 C7 양단의 전압을 제한하고 커패시터 C8은 작동 전압으로 충전됩니다. 장치를 설정할 때 변환기가 준공진 모드에서 작동하는지 확인해야 합니다. 이를 위해 7W 전력의 1 ~ 3ohm 저항을 갖는 임시 저항을 커패시터 C2과 직렬로 연결하고이 저항의 신호를 오실로스코프의 입력에 적용한 후 모양 두 트랜지스터의 컬렉터 전류 펄스는 최대 부하에서 화면에서 관찰됩니다. 이들은 시간이 겹치지 않는 양극성 교류 벨 모양의 펄스여야 합니다. 겹치는 경우 권선의 3 ... 10 %를 풀어서 인덕터 L15의 인덕턴스를 줄이거 나 저항 R3을 선택하여 변환기의 생성 주파수를 줄여야합니다. 여기에서 모든 오실로스코프가 주 전원에서 갈바닉 절연되지 않은 회로에서 측정을 허용하는 것은 아닙니다. 인덕터 L1L2와 변압기 T1은 12NM 페라이트에서 동일한 링 자기 코어 K8x3x2000에 감겨 있습니다. 인덕터 권선은 PELSHO 0,25 와이어를 사용하여 "두 개의 와이어로" 동시에 수행됩니다. 권선 수는 20입니다. 변압기 T1의 권선 I에는 200 권의 와이어 PEV-2 0.1이 포함되어 있으며 링 전체에 고르게 감겨 있습니다. 권선 II 및 III은 "두 개의 와이어로" 감겨 있습니다 - 와이어 PELSHO 4의 0,25턴; 권선 IV는 동일한 와이어의 코일입니다. T2 변압기의 경우 28NN 페라이트로 만든 K16x9x3000 링 자기 회로를 사용했습니다. 권선 I에는 차례대로 놓인 PELSHO 130 와이어 0,25회가 포함되어 있습니다. 권선 II 및 III - 와이어 PELSHO 25 각 0,56회; 권선 - "두 개의 전선으로", 링 주위에 고르게. 인덕터 L3에는 함께 접힌 20NM 페라이트의 0,25개 링 자기 코어 K12x8x3에 감긴 PELSHO 2000 와이어 XNUMX회가 포함되어 있습니다. 다이오드 VD7, VD8은 소실 면적이 각각 2cm2 이상인 방열판에 설치해야 합니다.
설명된 장치는 다양한 전압 값에 대해 아날로그 조정기와 함께 사용하도록 설계되었으므로 장치 출력에서 깊은 리플 억제가 필요하지 않았습니다. 예를 들어 아래에 설명된 블록과 같은 경우 일반적인 LC 필터를 사용하여 리플을 필요한 수준으로 줄일 수 있습니다. 준 공진 변환기를 기반으로 한 안정화 된 전원 공급 장치의 구성이 그림 3에 나와 있습니다. XNUMX. 컨버터의 동작 주파수를 적절히 변경하여 출력전압을 안정화시킨다.
이전 블록에서와 같이 강력한 트랜지스터 VT1 및 VT2에는 방열판이 필요하지 않습니다. 이러한 트랜지스터의 대칭 제어는 DD1 칩에 조립된 별도의 마스터 펄스 생성기를 사용하여 구현됩니다. 트리거 DD1.1은 실제 생성기에서 작동합니다. 펄스는 R7C12 회로에 의해 설정된 일정한 지속 시간을 갖습니다. 장치 출력의 전압이 일정하게 유지되도록 광 커플러 U1을 포함하는 OS 회로에 의해 기간이 변경됩니다. 최소 기간은 체인 R8C13을 설정합니다. 트리거 DD1.2는 이러한 펄스의 반복 주파수를 4로 나누고 구형파 전압은 직접 출력에서 트랜지스터 전류 증폭기 VT5VT2로 공급됩니다. 또한 전류 증폭 제어 펄스는 R7C1 회로를 차별화 한 다음 이미 약 1μs의 지속 시간으로 단축되어 변압기 T1을 통해 변환기의 트랜지스터 VT2, VTXNUMX의 기본 회로로 들어갑니다. 이 짧은 펄스는 트랜지스터를 전환하는 데만 사용됩니다. 그 중 하나는 닫고 다른 하나는 엽니다. 제어 펄스에 의해 열린 트랜지스터의 기본 전류는 변압기 T1의 권선 IV를 통해 양의 전류 피드백 작용을 지원합니다. 저항 R2는 또한 변압기 T1, 인덕터 L3 및 커패시터 C8의 1차 권선의 인터턴 커패시턴스에 의해 형성된 회로에서 2차 회로의 정류기 다이오드를 닫는 순간에 발생하는 기생 발진을 감쇠시키는 역할을 합니다. 이러한 기생 발진은 트랜지스터 VTXNUMX, VTXNUMX의 제어되지 않은 스위칭을 유발할 수 있습니다. 설명된 변환기 제어 버전을 사용하면 트랜지스터의 비례 전류 제어를 유지하고 동시에 출력 전압을 안정화하기 위해 스위칭 주파수를 조정할 수 있습니다. 또한 여기 발생기의 주 전력은 강력한 트랜지스터가 스위칭되는 순간에만 소비되므로 소비되는 평균 전류는 작습니다. 제너 다이오드 VD3의 전류를 고려하여 5mA를 초과하지 않습니다. 이를 통해 퀀칭 저항 R1을 통해 기본 회로에서 전원을 공급받을 수 있습니다. 트랜지스터 VT3는 보정 안정기와 마찬가지로 제어 신호 전압 증폭기로 작동합니다. 블록의 출력 전압 안정화 계수는 이 트랜지스터의 정적 전류 전달 계수에 정비례합니다. 트랜지스터 옵토커플러 U1을 사용하면 주전원에서 1차 회로의 안정적인 갈바닉 절연과 마스터 오실레이터 제어 입력에서 높은 잡음 내성을 제공합니다. 트랜지스터 VT2, VT10의 다음 스위칭 후 커패시터 C3이 재충전되기 시작하고 트랜지스터 VT13의 베이스 전압이 증가하기 시작하고 콜렉터 전류도 증가합니다. 결과적으로 광 커플러 트랜지스터가 열리고 마스터 오실레이터 커패시터 CXNUMX이 방전 상태로 유지됩니다. 정류기 다이오드 VD8, VD9를 닫은 후 커패시터 C10이 부하로 방전되기 시작하고 양단의 전압이 떨어집니다. 트랜지스터 VT3이 닫히고 그 결과 커패시터 C13의 충전이 저항 R8을 통해 시작됩니다. 커패시터가 트리거 DD1.1의 스위칭 전압으로 충전되자마자 고전압 레벨이 직접 출력에 설정됩니다. 이 순간 트랜지스터 VT1, VT2의 다음 스위칭과 광 커플러의 열린 트랜지스터를 통한 커패시터 C13의 방전이 발생합니다. 커패시터 C10을 재충전하는 다음 프로세스가 시작되고 1.1 ... 3 μs 후 트리거 DD4은 R7C12 회로의 작은 시정 수로 인해 다시 1 상태로 돌아가고 그 후 전체 제어주기가 반복됩니다. 어떤 트랜지스터(VT2 또는 VTXNUMX)가 현재 하프 사이클에서 열리는지에 관계없이. 소스가 켜지면 커패시터 C10이 완전히 방전되는 초기 순간에 광 커플러 LED를 통해 전류가 흐르지 않고 생성 주파수가 최대이며 R8C13 회로의 주 시정수 (시정수)에서 결정됩니다. R7C12 회로의 몇 배 적음). 다이어그램에 표시된 이러한 요소의 정격으로 이 주파수는 약 40kHz가 되고 DD1.2 트리거로 나눈 후에는 20kHz가 됩니다. 커패시터 C10을 작동 전압으로 충전한 후 VD10, VT3, U1 요소의 OS 안정화 루프가 작동한 후 변환 주파수는 이미 입력 전압 및 부하 전류에 따라 달라집니다. 커패시터 C10의 전압 변동은 필터 L4C9를 평활화합니다. 초크 L1L2 및 L3은 이전 블록과 동일합니다. 변압기 T1은 함께 접힌 12NM 페라이트의 8개의 링 자기 코어 K3x2000x320에 만들어집니다. 2차 권선은 전체 링에 걸쳐 대량으로 균일하게 감겨 있으며 0,08회 감긴 와이어 PEV-40 0,15을 포함합니다. 권선 II 및 III에는 PELSHO 8 와이어 0,25회가 포함되어 있습니다. 그들은 "두 개의 전선으로" 감겨 있습니다. 권선 IV는 PELSHO XNUMX 와이어의 XNUMX회 권선으로 구성됩니다. 변압기 T2는 28NN 페라이트로 만든 K16x9x3000 링 자기 회로에서 만들어집니다. 와이어 PELSHO 1, II 및 III - 와이어 PELSHO 120의 0,15턴 권선, "두 개의 와이어로" 감김. PELSHO 와이어 대신 적절한 직경의 PEV-2 와이어를 사용할 수 있지만 동시에 권선 사이에 XNUMX ~ XNUMX 겹의 광택 천을 놓아야합니다. 인덕터 L4에는 25NN2 페라이트로 만든 K0,56x12x6 링 자기 회로에 감긴 PEV-4,5 100 와이어 1회가 포함되어 있습니다. 최소 30A의 포화 전류와 60kHz의 작동 주파수에 대해 인덕턴스가 3 ... 20μH인 기성품 초크도 적합합니다. 모든 고정 저항은 MLT입니다. 저항 R4 - 트리머, 모든 유형. 커패시터 C1-C4, C8 - K73-17, C5, C6, C9, C10-K50-24, 나머지 - KM-6. KS212K 제너 다이오드는 KS212Zh 또는 KS512A로 교체할 수 있습니다. 다이오드 VD8, VD9는 방열 면적이 각각 20cm2 이상인 라디에이터에 설치해야 합니다. 장치를 설정하려면 저항 R1과 병렬로 1-0,25W의 전력으로 1kΩ의 저항을 가진 임시 저항을 연결하고 부하를 연결하지 않고 진폭이 장치의 입력에 15 ~ 20V, 올바른 극성의 출력에 5V의 정전압. 다이어그램에 따라 저항 R4의 슬라이더를 낮은 위치로 설정하십시오. 오실로스코프의 Y 입력은 트랜지스터 VT2의 컬렉터와 이미 터에 연결됩니다. 화면에는 진폭이 2 ... 14 V이고 주파수가 19 kHz인 듀티 사이클 20("meander")의 직사각형 펄스가 표시되어야 합니다. 저항 R4의 슬라이더를 위로 움직일 때 주파수가 감소하고 발진이 멈추면 안정화 장치가 정상적으로 작동하는 것입니다. 저항 R4를 사용하여 주파수를 3 ~ 5kHz 이내로 설정하고 입력 및 출력에서 전원을 끄고 임시 저항을 제거하십시오. 부하 등가물은 블록의 출력에 연결되고 입력은 네트워크에 연결되며 출력 전압은 저항 R4에 의해 설정됩니다. 예를 들어 KD213 시리즈와 같이 KD2997A 다이오드 대신 쇼트키 다이오드를 사용하면 두 블록의 효율을 높일 수 있습니다. 이 경우 다이오드용 방열판은 필요하지 않습니다. 문학 :
저자: E.Konovalov
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