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라디오 전자 및 전기 공학의 백과사전 플라이백 펄스 전원 공급 장치의 진화
우리가 독자들의 관심을 끄는 기사는 텔레비전, 컴퓨터 및 기타 전자 장비의 전원 공급 장치에 널리 사용되는 플라이백 스위칭 전원 공급 장치에 관한 것입니다. 이러한 소스는 라디오 아마추어들에게도 인기가 있습니다. 이 기사에서는 KR1033EU10 및 VIPer-100A 마이크로 회로에 조립된 전원 공급 장치와 특수 소프트웨어 패키지를 사용한 계산에 중점을 둘 것입니다. PWM 컨트롤러 KR1033EU10(iC3842) 스위칭 전원 공급 장치(SMPS)는 지난 세기 중반에 널리 보급되었습니다. 그리고 오늘날 IIP는 거의 매년 혁신적인 변화를 겪고 있습니다. IIP의 각 클래스는 일단 틈새 시장을 정복한 후 영원히 또는 적어도 오랫동안 그 안에 남아 있으며 거의 독립적으로 발전합니다. 브리지형 SMPS는 일반적으로 강력한 것(150W 이상)으로 사용됩니다. 역전류 SMPS는 저전력 및 중전력(최대 150W)으로 사용되는 경우가 많습니다. 이제 이러한 소스의 요소 기반이 너무 빨리 업데이트되어 일반 라디오 아마추어와 국내 라디오 산업이 개발 과정에서 이러한 변화를 큰 지연으로 추적합니다. 기사 [1033]에 설명된 통합 PWM 컨트롤러 KR5EU4605(외국 아날로그 - TDA1)는 아직 국내 가전 제품에 도입될 시간이 없었지만 외국 비디오 장비, 특히 비디오 모니터에서는 새로운 종류가 이미 널리 사용됨 - UC3842, KA3842 및 UC3844 , KA3844 (각각 KR1033EU10 및 KR1033EU11의 국내 유사품). 그럼에도 불구하고 상대적으로 새로운 PWM 컨트롤러는 프로토타입과 외부적으로나 근본적으로 다르지 않습니다. 그리고 많은 무선 아마추어가 [2]의 "Radio" 페이지에 있는 프로토타입에 대해 이미 알고 있다면 UC384X 시리즈의 PWM 컨트롤러가 있는 SMPS에 대한 설명은 [3]을 제외하고 아직 출판되지 않았습니다. 지정된 마이크로 회로는 강압 펄스 전압 안정기의 조정기로 다소 색다른 방식으로 사용됩니다. EU1033이라고 부르는 KR10EU3842(UC3842, KA10) 마이크로 회로와 EU1033라고 하는 KR5EU4605(TDA5)의 주요 특성과 차이점을 간략하게 살펴보겠습니다. 두 미세 회로는 모두 플라스틱 케이스 2101.8-1(외국 용어에 따름 - DIP-8)로 만들어집니다. EU10 핀의 목적은 표에 나와 있습니다.
Основные의 характеристики
EU10 PWM 컨트롤러는 EU5와 마찬가지로 n채널 전계 효과 트랜지스터를 절연 게이트와 연결하도록 설계되었으며 기본적으로 동일한 기능을 갖습니다. EU10의 첫 번째 특징을 살펴보겠습니다. EU5의 SMPS 변환 주파수는 주전원 전압, 미세 회로 및 스위칭 트랜지스터의 매개변수, 펄스 변압기의 5차 권선 인덕턴스, 부하의 전력 소비 등에 따라 자동으로 설정됩니다. 따라서 불안정 요인에 노출되면 변환 주파수는 "부동"으로 나타납니다. EU18에서 만들어진 SMPS의 경우 부하 전력에만 의존하여 최대 70kHz에서 최대 XNUMXkHz의 값을 취할 수 있습니다. 최소 부하. 이 기능으로 인해 SMPS와 같은 변압기를 설계하는 것이 다소 어려워지기 때문에 일반적으로 대략적인 계산과 프로토타입 제작을 먼저 수행한 다음 실제 부하를 사용한 테스트 결과를 기반으로 필요한 조정을 수행합니다. EU10 마이크로 회로에서 작동 변환 주파수는 핀 4에 연결된 외부 주파수 설정 RC 회로에 의해 설정됩니다. RC 회로 저항은 다양한 불안정성에 관계없이 핀 5의 정밀 기준 전압 8V의 내부 소스에 연결되므로 요인에 따라 작동 변환 빈도는 엄격하게 고정됩니다. 그림에서. 그림 1의 a는 그림 6에 표시된 PWM 컨트롤러(핀 1 Uout) 출력의 스위칭 펄스에 해당하는 주파수 설정 커패시터의 전압 Uc의 지수 형태를 보여줍니다. XNUMX, ㄴ.
PWM 컨트롤러의 작동 모드를 특성화하려면 스위칭 펄스 D의 듀티 사이클을 사용하는 것이 편리합니다. 이는 듀티 사이클의 역 매개변수입니다. 듀티 사이클 값은 항상 0,5보다 작습니다. 그러나 3 이상을 선택하는 것은 권장되지 않는다[XNUMX]. 내부 추가 카운팅 트리거가 PWM 컨트롤러 KR1033EU11(UC3844)의 출력 회로에 도입되어 듀티 사이클 D≤0,5를 제한하지만 동시에 주파수 설정 RC 회로는 작동 주파수의 두 배에 맞게 설계되었습니다. 내부 발생기(스위칭 펄스의 반복 속도와 비교). UC384X 시리즈 PWM 컨트롤러에 대한 일반적인 간략한 설명을 마치면서 UC3843은 UC3842와 유사하고 UC3845는 UC3844와 유사하지만 더 낮은 공급 전압을 위해 설계되었습니다. "On" 상태로 전환할 때 공급 전압의 임계값 레벨은 개별 샘플의 경우 7,8...9V(평균값 8,4V), "Off" - 7...8,2V(평균값 - 7,6V)입니다. ). PWM 컨트롤러의 잡음 안정성 개념을 설명하겠습니다(그림 1). 시간 tooff 동안 주파수 설정 커패시터는 내부 비교기의 낮은 임계값 레벨에 해당하는 약 1,5V의 전압에서 약 2,75V인 높은 임계값 레벨까지 충전됩니다. 이 순간의 출력은 PWM 컨트롤러가 낮습니다. 커패시터 Uc의 전압이 상한 임계값에 도달하면 내부 방전 회로가 켜지고 커패시터는 약 0,75V로 방전됩니다. 이 순간 PWM 컨트롤러의 출력 전압은 단일 상태가 됩니다. 그런 다음 tON 시간 동안. 커패시터 양단의 전압이 더 낮은 임계값 레벨에 도달할 때까지 스위칭 트랜지스터가 켜집니다. 그림에서는 충전 사이클이 끝날 때 전압 0,1~0,5V의 간섭 신호 Up이 점선으로 표시된 방전 회로의 조기 작동 및 내부 발전기의 잘못된 시작을 유발할 수 있음을 보여줍니다. 이 속성은 고려 중인 PWM 컨트롤러 클래스의 주요 단점이지만 여러 가지 방법으로 크게 약화될 수 있습니다. 첫째, 약 7μF 용량의 세라믹(낮은 인덕턴스) 커패시터가 마이크로 회로의 핀 8과 0,1에 연결됩니다. 둘째, 인쇄 회로 기판의 토폴로지 및 SMPS 설계에 대한 특정 요구 사항을 충족하여 간섭 신호의 진폭을 줄입니다. 이에 대해서는 나중에 설명하겠습니다. 셋째, 주파수 설정 커패시터의 커패시턴스는 최소 1000pF로 선택됩니다. 그리고 이 단점을 완전히 제거하는 가장 신뢰할 수 있는 방법은 PWM 컨트롤러의 작동 주파수를 외부 펄스 전압 소스와 동기화하는 것입니다. 이에 대한 자세한 내용은 [4]에 설명되어 있습니다. EU10의 두 번째 주요 차이점은 SMPS의 작동 전류를 모니터링하는 방식입니다. EU5에서는 변압기 저장 권선의 전류 변화가 외부 RC 회로에 의해 시뮬레이션되며 이러한 요소를 잘못 선택하면 스위칭 트랜지스터가 작동하지 않을 수 있습니다. EU10 마이크로 회로에는 반전 및 비반전의 두 가지 입력이 있는 특수 전류 제어 비교기가 있습니다. 핀 3은 비교기의 비반전 입력에 내부적으로 연결됩니다. 저항성 또는 변압기 전류 센서는 스위칭 트랜지스터의 소스 회로에서 외부적으로 연결됩니다. 전류 센서의 신호 전압이 트랜지스터 드레인 회로의 피크 전류 값에 해당하는 임계값 1V를 초과하면 비교기는 PWM 컨트롤러의 출력 증폭기를 끕니다. 예를 들어, 최대 드레인 전류가 4A인 트랜지스터의 경우 보호 응답 수준에 해당하는 피크 값은 3,7A로 선택됩니다. SMPS가 과부하되면 이러한 셧다운이 각 펄스에서 발생하여 손상을 방지합니다. 스위칭 트랜지스터. 전류 보호 응답 수준은 트랜지스터의 드레인 회로에 있는 저항의 저항을 변경하거나 변압기 전류 센서의 전송 계수를 변경하여 조정할 수 있습니다. 그리고 두 번째에 이어 EU10의 마지막 세 번째 특징은 SMPS 출력의 전압을 조절하는 방법입니다. 조절 원리는 펄스 폭 제어와 동일하게 유지됩니다. EU5가 10차 권선의 전압을 XNUMX으로 전환하여 에너지의 다음 부분 전송이 완료되는 순간을 제어한 다음 보조 통신 출력의 전압을 일정하게 유지하기 위해 이러한 새 부분을 발행하는 경우 권선이므로 부하시 EUXNUMX은 다소 다르게 작동합니다. SMPS의 출력 전압을 조절하고 불안정 요인의 부정적인 영향을 중화하기 위해 오류 신호 증폭기의 입력이 사용됩니다. 핀 2에는 변압기의 추가 보조 권선이 연결되어 외부를 형성합니다. 피드백 루프를 1차 제어 루프라고 합니다. 증폭기는 불안정 요인의 교란 영향을 모니터링하고 통신 권선 출력 및 부하의 전압이 일정하게 유지되도록 스위칭 펄스의 매개변수를 조정합니다. 안정성을 결정하는 오류 신호 증폭기 전달 특성의 주파수 및 위상 속성은 이 증폭기의 출력에 내부적으로 연결된 핀 XNUMX에 연결된 외부 RC 회로에 의해 조절됩니다. 이러한 마이크로 회로 아키텍처 덕분에 개발자는 SMPS의 원격 또는 비상 종료(STANDBY MODE - 대기 모드로 전환)에 핀 1을 사용하고 외부 트랜지스터를 사용하여 이를 공통 와이어에 연결할 수 있는 기능을 제공했습니다. 출력에 전기적으로 연결된 광전자 센서가 이 핀에 연결되면 두 번째 출력 전압 제어 회로가 얻어지며, 이는 SMPS의 안정화 특성을 향상시키고 SMPS의 "소프트" 시작을 허용합니다. SMPS 출력전압의 안정화는 다음과 같이 이루어진다. 마이크로 회로 내부의 오류 신호 증폭기의 출력은 정합 회로를 통해 전류 제어 비교기의 반전 입력에 연결됩니다. 전류 센서는 비교기의 비반전 입력에 연결됩니다. 전류 비교기에서는 각 스위칭 펄스가 시작되는 순간부터 이 두 신호가 비교됩니다. 신호가 일치하면 저장 권선의 전류가 필요한 피크 값에 도달하는 순간 각 스위칭 펄스가 중지됩니다. 일반 모드에서 이는 피크 전류가 스위칭 트랜지스터의 드레인 전류 한계값에 도달하기 훨씬 전에 발생합니다. 결과적으로 피크 전류는 변압기의 작동 전력을 결정합니다. 인덕턴스 L을 갖는 변압기의 저장 권선에 저장된 에너지는 W = LIP2/2 등식으로 결정되며, 이 순간 에너지 축적이 중단되면 권선에서 선형적으로 증가하는 전류가 필요한 피크 값 IP에 도달할 때, 보조 전원 회로는 필요한 에너지 부분을 받게 됩니다. 또한 주전원 U0의 정전압에서 변환 주파수가 0배만큼 다른 두 가지 버전의 변환기를 비교하는 경우 저장 권선의 인덕턴스도 다음과 같이 달라야 합니다. 둘. 이는 U100/L 비율에 의해 결정되는 톱니 전류의 상승률을 변경하기 위해 필요합니다. 따라서 예를 들어 정류 펄스가 작용하는 순간 변환 주파수 2kHz에서 권선의 전류가 50μs 후에 피크 값에 도달하면 인덕턴스가 두 배로 증가하여 주파수가 0kHz가 됩니다. 동일한 전압 U4 - 1μs 후. P=W/T(T=XNUMX/f는 변환 빈도의 주기)를 특성화하는 표현식에서 분자와 분모가 모두 비례적으로 변경되므로 두 옵션의 거듭제곱은 동일하게 유지됩니다. 그러나 이러한 옵션에 대한 변압기 자기 코어의 크기는 크게 다릅니다. 즉, 주파수가 높을수록 동일한 전력에 필요한 자기 코어가 작아집니다. 마찬가지로 인덕턴스 L이 일정하고 전압 U0가 변하면 시간 간격 tON이 달라집니다. 그 동안 에너지는 U0/L 비율에 반비례하기 때문에 변압기의 XNUMX차 권선에 축적됩니다. 따라서 각 펄스에 저장된 에너지는 일정하게 유지되며 불안정 요인과 무관합니다. EU10 마이크로 회로의 블록 다이어그램, 기능 설명 및 설계 특징을 더 자세히 연구하려는 무선 아마추어는 참고 도서 [4]를 참조할 수 있습니다. 칩 KR1033EU10의 전원 공급 장치 제안된 SMPS의 가장 간단한 버전의 구성표입니다. 그 기본은 그림 1033에 표시된 PWM 컨트롤러 KR10EU3842(UC3842, KA2)입니다. XNUMX.
SMPS의 주요 매개변수
주전원 전압 소스와 저주파 및 고주파 주전원 필터는 프로토타입[2]과 유사하게 설계되었으며 SMPS가 켜질 때 전류 서지를 제한하는 요소를 제외하고는 특별한 기능이 없습니다. 음의 TCR을 갖는 서미스터 RK1. 전원을 켜면 저항이 최대가 되고, 장치에서 소비하는 전류의 영향으로 가열되면 감소합니다. 이는 시동 중 VD1 네트워크 다이오드 브리지가 손상되지 않도록 보호하는 데 도움이 됩니다. 그러나 빠른 재시작을 사용하면 이러한 보호 효과가 낮습니다. 오류 신호 증폭기 회로의 전압 분배기 R1 - R3은 XNUMX차 제어 루프를 사용하여 SMPS 출력 전압의 조정 및 안정화를 제공합니다. 저항 R6은 소비하는 전류가 1mA를 초과하지 않을 때 시작 모드에서 마이크로 회로에 전원을 공급합니다. SMPS를 켠 후 제한 저항 R6을 통해 정류된 주전원 전압이 미세 회로의 전원 회로에 있는 필터 커패시터 C11에 공급됩니다. 커패시터의 전압이 마이크로 회로가 "켜짐" 상태(일반적인 값 - 16V)로 전환되는 임계값 레벨에 도달하면 비교기가 트리거되고 전원이 PWM 컨트롤러의 모든 요소에 공급된 후 내부 기준 전압 소스가 켜지고 스위칭 펄스 발생기와 출력 증폭기가 켜집니다. SMPS는 시동 모드에서 작동 모드로 전환하여 VD5 다이오드를 통해 변압기의 보조 통신 권선에서 마이크로 회로에 전원을 공급합니다. 마이크로 회로에 의해 소비되는 전류는 11...17 mA로 증가합니다. 네트워크의 전압이 감소하면 SMPS의 출력 전압과 미세 회로의 공급 전압이 점차 감소합니다. 출력 전압의 감소율은 안정화로 인해 입력 전압보다 수백 배 적지만, 마이크로 회로의 공급 전압이 "오프" 상태로 전환하기 위한 임계값 레벨에 도달하는 때가 올 것입니다(일반적인 값 - 10V). 이 순간 비교기가 작동하고 모든 컨트롤러 요소의 전원이 꺼집니다. 마이크로 회로를 켜고 끄기 위한 임계값 레벨(공급 전압 히스테리시스) 간의 차이(6V)는 시동 모드에서 전원 회로의 불규칙한 스위칭을 방지하는 데 필요합니다. 스위칭 펄스의 반복 속도(SMPS로 변환하는 작동 주파수)는 R5C8 회로의 매개변수에 의해 결정됩니다. 변환 주파수가 계산된 값 f = 30kHz에 해당하도록 하려면 주파수 설정 요소의 정격을 선택해야 할 수도 있습니다. 다른 작동 주파수에 대해 필요한 주파수 설정 요소 값을 결정하는 방법은 나중에 설명합니다. 설명된 버전의 SMPS를 설계할 때 잡음 안정성을 보장하는 데 특별한 주의를 기울였습니다. 대체로 컨트롤러 오류 신호 증폭기의 전반적인 안정성, 즉 SMPS는 R4C5 보상 회로의 매개변수에 의해 결정됩니다. 다음 요소는 동일한 목적으로 사용됩니다. 스위칭 펄스가 감소할 때 마이크로 회로의 공통 전원 공급 장치 와이어에 대한 음의 전압 서지를 제거하는 다이오드 VD2; 제너 다이오드 VD3. 스위칭 펄스의 전면에서 양전압의 "급격한" 서지를 제한합니다. 고주파수에서 스위칭 트랜지스터의 자기 여기를 방지하는 인덕터 L2 및 전류 제한 저항 R7. 마이크로 회로의 핀 9과 10에 직접 연결된 세라믹 커패시터 C7 및 C8은 증폭기의 안정성을 크게 향상시킵니다. 전류 센서(저항 R11)에서 조정 및 보호 회로에 대해 톱니파 전압 펄스가 형성되며, 그 피크 값은 스위칭 트랜지스터의 드레인 전류에 따라 달라집니다. 신호 진폭은 1A의 드레인 전류에서 3,7V와 동일해집니다. 이는 트랜지스터가 손상되지 않도록 안정적으로 보호합니다. 저항과 병렬로 연결된 산화물 커패시터 C13은 스위칭 노이즈를 대폭 줄여 전류 제어 비교기의 오작동을 방지합니다. 커패시터 C7은 동일한 목적으로 사용됩니다. 커패시터 C6은 마이크로 회로의 핀 3과 4에서 톱니파 전압의 가파른 정도를 조정하여 고주파 간섭을 크게 줄여 컨트롤러에 필요한 안정성을 보장합니다. SMPS에서 생성되는 간섭의 진폭을 줄이기 위해 그다지 효과적인 조치가 필요하지 않습니다. 여기서 매우 중요한 역할은 펄스 변압기에 설치된 정전기 스크린에 주어집니다. 방열판이 공통 전선에 연결되지 않고 트랜지스터가 운모판으로 절연되지 않은 경우 스위칭 트랜지스터가 설치된 방열판에서도 강한 간섭이 방출됩니다. 스위칭 트랜지스터의 드레인과 출력 권선에 연결된 도체에 흐르는 펄스 전류에 의해 상당한 간섭이 발생합니다. 이를 약화시키기 위해 설명된 SMPS에서 트랜지스터는 짧은 동축 케이블을 사용하여 변압기에 연결되고 정류기 다이오드와 출력 권선을 연결하는 인쇄 도체는 최소 길이와 큰 단면적으로 선택됩니다. 트랜지스터를 켜고 끌 때 발생하는 스위칭 프로세스가 간섭 생성에 크게 기여한다는 것은 분명합니다. 전계 효과 트랜지스터의 드레인-소스 전극 간 커패시턴스와 변압기 권선의 분산 커패시턴스 및 누설 인덕턴스가 존재하면 트랜지스터가 꺼지는 순간 첫 번째로 드레인에 나타나는 현상이 발생합니다. 상당한 전압의 "급격한" 서지와 기하급수적으로 감쇠된 고주파 신호. 특별한 조치를 취하지 않는 한 이 신호의 충전 주파수는 변압기의 누설 인덕턴스와 트랜지스터의 전극간 용량에 의해 결정됩니다. 변압기의 저장 권선에 병렬로 연결된 VD4R10C12 댐퍼 회로는 이 신호의 자유 진동을 억제하고 전압 서지를 주 전원에 "연결"합니다. 일반적으로 플라이백 컨버터에서는 직렬 병렬 연결된 저항과 다이오드가 있거나 없는 추가 커패시터가 공통 와이어(소스)를 기준으로 스위칭 트랜지스터의 드레인에 연결됩니다. 이러한 요소는 스위칭 프로세스를 효과적으로 억제할 뿐만 아니라 트랜지스터가 꺼지는 순간의 드레인에서 전압 상승률을 줄이는 데 도움을 주어 트랜지스터의 순간 전력이 위험하게 소모되는 것을 방지하고 최대 작동 조합을 전달합니다. 전류 및 최대 작동 전압을 안전 작동 모드 영역으로 전환합니다. 설명된 SMPS에서 이 기능은 인덕터 L3에 의해 성공적으로 수행됩니다. 정류된 출력 전압은 U자형 필터를 통해 부하에 공급되므로 출력 전압 리플이 필요한 수준으로 감소됩니다. 커패시터 C17은 SMPS의 출력 회로와 입력 회로를 고주파수로 연결하여 발생하는 간섭을 효과적으로 약화시키고 전원 회로에 연결된 장치와 SMPS의 전자기 호환성을 크게 향상시킵니다. SMPS 인쇄 회로 기판의 도면이 그림 3에 나와 있습니다. 1,5. 두께 2mm의 단면 호일 유리섬유 적층판으로 제작되었으며 기본적으로 프로토타입의 설계를 반복합니다[XNUMX]. 예외적으로 보드에 연속적인 금속화 부분이 많이 남아 있어 장치의 잡음 내성을 높이는 데 도움이 됩니다.
장치에 결함이 없는 부품 및 요소가 사용됩니다. 정격 전압이 1V인 경우 커패시터 C73 - K17-630, 정격 전압이 2V 이상인 경우 C3, C15 - K5-12, C17 및 C78 - K2-15 또는 K5-1000. 산화물 커패시터 C4 - K50-32 . 국내 K50-35B 또는 수입 아날로그로 교체하는 것이 허용됩니다. 커패시터 C9 및 STO - KM-5의 경우 리드는 최적의 최소값으로 단축되고 인쇄 도체 측면에서 미세 회로의 핀 5,7, 8 및 13에 직접 납땜됩니다. 산화물 커패시터 C53 - K14-11 또는 기타 탄탈륨, 커패시터 C50 - K35-14. 산화물 커패시터 C16 - C50을 가져옵니다. 국내산을 사용할 수 있지만 크기가 약간 더 큽니다. 다른 모든 커패시터는 정격 전압이 XNUMXV 이상인 세라믹 커패시터입니다. 처음 세 개의 알파벳 문자가 시리즈를 나타내고, 네 번째 및 다섯 번째 디지털 문자가 105°C 온도에서 공칭 저항(옴)을 나타내고, 마지막 숫자가 최대 작동 전류(암페어)를 나타내는 수입 서미스터 SCK25를 교체할 수 있습니다. 비슷한 매개 변수를 가진 국내 제품입니다. 수입 저항 R11을 제외하고 모든 저항은 OMLT입니다. 크기는 국내 OMLT-1과 대략 일치합니다. 트리머 저항 R2 - SPZ-38b. 정류기 브리지 KTs405A(VD1)를 허용 역전압이 최소 400V이고 전류가 최소 1A인 별도의 다이오드로 교체합니다. 허용 순방향 전류가 310A이고 역전압이 2A인 다이오드 D0,5(VD20) 0,5V는 최대 전류에서의 순방향 전압 강하가 3V를 초과하지 않는 쇼트키 장벽이 있는 최신 다이오드로 교체할 수 있습니다. 제너 다이오드(VD16)를 안정화 전압이 18인 다른 저전력 다이오드로 교체하겠습니다. ..4 V. VD257(KD50D) 대신 펄스 다이오드는 최소 1000 kHz의 작동 주파수, 최대 역전압 3 V 및 최대 전류 220 A에 맞게 설계되어야 합니다. 다이오드 KD5B(VD220)는 KD213A 또는 유사한 매개변수를 가진 다른 것. 최대 6kHz의 작동 주파수를 갖는 정류기 다이오드 KD100B(VD200)는 10V의 역전압과 XNUMXA의 최대 전류를 견딜 수 있습니다. 전류 없이 더 낮은 전류를 위해 설계된 유사한 다이오드를 병렬로 연결할 수 있습니다. 이퀄라이징 저항. 최신 다이오드를 사용하는 것도 가능합니다. KP707V2 트랜지스터를 최대 드레인-소스 전압이 700V 이상, 허용 드레인 전류가 4A 이상인 수입 아날로그로 교체합니다. 유효 냉각 면적이 100V인 방열판에 설치됩니다. 열전도 페이스트 KPT-200로 양면을 코팅한 운모판을 통해 .2 cm8. 보드의 인쇄 도체 측면에 있는 트랜지스터의 드레인 단자는 이전에 페라이트 튜브를 통해 중앙 코어를 연결한 외경 약 5mm의 짧은 동축 케이블을 사용하여 변압기에 연결됩니다. 그림에서. 그림 3은 일반적으로 인덕터 L3을 연결하는 시작점과 끝점을 보여 주지만 케이블 세그먼트의 이미지는 표시되지 않습니다. 추가 간섭을 제거하려면 케이블 편조를 엄격하게 정의된 위치의 공통 와이어에 연결해야 합니다. 한편으로는 VD4 다이오드의 연결 지점과 변압기의 단자 3 바로 근처, 다른 한편으로는 제로 전위 R11C13의 공통점. 페라이트 튜브는 절연 개스킷을 통해 요소 R11, C13 아래의 인쇄 도체 측면에 있는 보드에 접착됩니다. L1 라인 필터의 산업용 초크를 자체 제작한 초크로 교체하는 것은 허용됩니다. 채워질 때까지 외경이 약 0,35mm인 페라이트 링 라디오 테이프 레코더 1500NM-2000NM에 두 개의 도체 MGTF 20로 감겨 있습니다. 초크 L2 및 L3은 초크 DM-5 등에 사용되는 고주파 페라이트로 만들어진 길이가 각각 7...10 및 12...1,0mm인 튜브 섹션입니다. 다이어그램에서 인덕터 L2의 경우 PEVT 와이어 0,41회전이 3이고 L4의 경우 10회전이 필요합니다. 저자 버전에서는 유사한 수입 제품이 사용되었으며 각 인덕터에 대해 한 턴(통과)이 필요했습니다. 초크 L35는 40NN 페라이트로 제작된 직경 400, 길이 30~2mm의 막대 조각에 감겨 있습니다. 권선에는 PEV-1,5 XNUMX 와이어 XNUMX회전이 포함되어 있습니다. 변압기 T1의 자기 코어는 TV 12(20)USCT 등의 TV 전원 공급 장치에 사용되는 M21NMS3000 페라이트의 두 개의 반쪽 Ш2x3x4로 조립되며 중앙 막대의 비자성 간격은 2,4mm입니다. 권선은 접점 단자가 있는 표준 프레임에 감겨 있으며 번호는 다이어그램에 표시된 번호와 일치합니다. 다음과 같이 수행됩니다. 먼저, 26차 권선의 첫 번째 섹션이 감겨 있습니다(두 개의 와이어에 PEVT 0,41 0,05회전). 25mm 두께의 광택 처리된 직물 두 겹으로 절연되어 있습니다. PEV-2 1,5 와이어 10회전의 출력 권선이 절연체 위에 감겨 있습니다. 이 경우 프레임의 단자 12, 14, 10가 제거되고 권선이 단자로 사용되어 각각 단자 12과 12, 14와 10 사이의 슬롯을 통과합니다. 다이어그램에서 터미널 번호는 일반적으로 12a와 44a로 지정됩니다. 그런 다음 두 개의 절연층이 놓여지고 12개의 회전을 포함하는 0,15차 권선의 두 번째 섹션이 그 위에 감겨집니다. 마지막으로, 보조 통신 권선은 직경 0,21~XNUMXmm의 XNUMX회 PEVT 와이어로 감겨져 프레임의 전체 폭에 고르게 분포되고 그 위에 또 다른 절연층이 덮입니다. 변압기의 페라이트 판을 접착한 후 자기 코어와 함께 권선을 한 층의 구리 호일로 만든 정전기 스크린으로 덮습니다. 권선의 감은 수는 자기 코어와 비자성 간격에 의해 결정되므로 다른 자기 코어에 대해 다시 계산해야 합니다. SMPS는 PKn41 스위치 또는 TV2-1 토글 스위치가 연결된 간격과 2A 퓨즈를 통해 XNUMX선 케이블로 네트워크에 연결됩니다. 변압기 제조 중에 권선의 위상이 방해받지 않고 서비스 가능한 부품을 사용하는 경우 장치 설정이 트리밍 저항 R2를 사용하여 출력 전압 설정으로 축소됩니다. 사전 선택 없이 주파수 설정 회로 R5C8의 요소를 사용하면 계산된 값에서 작동 주파수가 약간 벗어날 수 있습니다. SMPS에 사용되는 대부분의 요소의 유형과 등급은 컴퓨터 지원 설계 결과에 따라 결정되었으며 이에 대해서는 나중에 논의합니다. 역방향 SMPS의 설계 특징 아마도 설명된 IIP는 일부 라디오 아마추어를 완전히 만족시킬 것이며 그는 아무것도 변경하지 않고 반복하기로 결정할 것입니다. 그러나 그러한 사건이 발생할 확률은 매우 작습니다. 아마추어 무선 관심 범위에 따라 항상 다면적이므로 매개 변수가 주어진 것과 크게 다른 소스가 필요할 수 있습니다. 따라서 대부분의 실제 사례에서는 설명된 장치의 수정과 특정 변경이 필요합니다. 무선 전자 부품을 생산하는 회사로 구성된 STMicroelectronics 그룹은 러시아를 포함한 전 세계 시장에서 VIPer라는 상표명으로 마이크로 회로 제품군을 개발 및 판매하고 있습니다. 사용된 약어에 대해 자세히 설명하지 않고 이 제품은 스위칭 트랜지스터 및 PWM 컨트롤러를 포함하여 SMPS의 주요 부분이 통합된 버전이라는 점만 참고하겠습니다. 개발자에 따르면 이러한 마이크로 회로는 SMPS 설계자와 운영자의 작업을 크게 촉진할 것입니다. 개별 설계와 비교하여 VIPer 전환형 SMPS의 요소 기반 비용의 일부(2~4배 - 선택한 마이크로 회로에 따라 다름) 증가는 컴퓨터 지원 설계의 가능성으로 완전히 보상됩니다. 오작동 발생 시 마이크로 회로를 간단히 교체하여 기능을 빠르게 복구할 수 있습니다. VIPer 마이크로회로를 기반으로 한 SMPS의 자동화된 설계를 위해 같은 회사는 무료로 배포되는 소프트웨어 패키지 VIPer Design Software를 개발했습니다. 2.12MB 용량의 최신 버전(v4)은 개발자 웹사이트에서 다운로드할 수 있습니다. . 이하 DS(설계 소프트웨어)라고 하는 이 소프트웨어 패키지는 UC3842 PWM 컨트롤러를 기반으로 설명된 버전의 SMPS를 설계하는 데 성공적으로 사용될 수 있습니다. 사용자 친화적인 인터페이스를 통해 이러한 복잡한 작업을 몇 분 안에 완료할 수 있습니다. DS를 사용하기 전에 SMPS에서 요소 선택 및 변환 작동 주파수 설정과 관련된 몇 가지 설계 기능을 명확히 하겠습니다. 펄스 플라이백 변압기에서 자기 회로는 항상 중앙 로드(코어)에 비자성 간격으로 만들어진다는 점을 기억해야 합니다. 우리는 W자형 플레이트와 최신 KB(RM의 외국 아날로그) 자기 코어를 갖춘 변압기에 대해 이야기하고 있습니다[5, 6]. 예를 들어 이름에 기호 C가 포함된 브랜드 M3000NMS-2와 같은 펄스 변압기에 페라이트를 사용하는 것에 대한 선호도에 주목해 보겠습니다. 이는 이 재료로 만든 자기 와이어가 작동할 수 있는 능력을 나타냅니다. 강한 자기장은 다른 것과 달리 특정 손실의 음의 온도 계수로 인해 발생합니다. 효율이 감소하고 변압기와 다른 요소와의 전자기 호환성이 저하됨에도 불구하고 비자성 갭을 버릴 수는 없습니다. 첫째, 강한 자기장에서 갭은 자기 회로의 포화를 방지하고 둘째, 스위칭 트랜지스터의 작동 모드를 올바르게 선택하면 갭의 존재로 인해 전류 펄스의 진폭 값이 과도하게 증가하는 것을 방지합니다. 그 배수 회로. 따라서 손실을 감수해야 하며 작동 변환 주파수의 기본 고조파 및 고조파와 관련된 간섭 복사의 강도가 100kHz 이후 상대적으로 빠르게 증가한다는 사실을 고려해야 합니다. 물론, 비자성 물질에 의해 도메인이 서로 분리되어 있는 자성 물질도 있습니다(예를 들어, 몰리브덴 퍼멀로이 등급 MP-60, MP-140, MP-160, MP-250, 등), 자기 코어의 전체 작업량에 걸쳐 분포되어 있기 때문에 간격이 있으므로 원칙적으로 간격 없이 견고한 자기 코어를 사용할 수 있습니다. SMPS 손실의 두 번째 원인은 고주파수에서 필드 침투 깊이의 감소로 인해 권선 도체의 저항이 증가하는 것입니다. 따라서 이 현상으로 인한 손실을 줄이려면 단면적이 원래의 것과 동일하지만 단면의 둘레를 따라 측면이 있는 여러 개의 평행 도체로 권선을 만드는 것이 좋습니다. 도체의 수는 몇 배 더 큽니다. 보다 정확하게는 이 경우 측면의 증가는 병렬 도체 수의 제곱근에 비례합니다. 손실의 세 번째 소스는 자기 회로의 자화 반전과 관련이 있습니다. 마지막으로 손실의 마지막 네 번째 원인은 과도 스위칭 프로세스를 억제하는 다양한 저항 커패시터 회로를 사용해야 한다는 점과 SMPS에 사용되는 무선 요소(산화물 커패시터, 전계 효과 트랜지스터, 정류기 다이오드)의 제한된 속도 때문입니다. . 이러한 요소의 비정현파(펄스) 전압과 큰 전류 진폭(최대 수 암페어)으로 인해 상당한 손실이 발생합니다. DS를 사용하여 SMPS를 설계할 때는 이러한 모든 손실을 고려해야 합니다. 변압기의 손실은 권선과 자기 코어의 가열로 이어지기 때문에 이를 평가하는 데 기준 중 하나가 사용됩니다. 강제 냉각 없이 변압기의 허용 가능한 온도 상승은 일반적으로 30°C 범위 내에서 선택됩니다. 50 °C 또는 손실 비중은 변압기 전력의 1 ~ 5%와 같습니다. SMPS의 전반적인 성능은 효율성을 기준으로 평가됩니다. 가장 좋은 경우 그 값은 92~95%, 최악의 경우 60~65%에 도달할 수 있습니다. 스위칭 트랜지스터 및 정류기 다이오드의 선택 스위칭 트랜지스터는 다중 마진을 사용하여 계산 없이 선택할 수 있습니다. 하지만 이 문제는 보다 합리적으로 해결될 수 있습니다. 설계된 SMPS의 기술적 특성에 따라 스위칭 트랜지스터가 준수해야 하는 매개변수를 결정하는 방법은 무엇입니까? 불행하게도 DS 패키지는 제기된 질문에 직접적으로 대답하지 않습니다. 따라서 먼저 트랜지스터 Uc의 드레인에서 펄스 전압의 모양을 고려합니다 (그림 4).
초기 데이터에 따르면 네트워크 정류기 출력의 정격 네트워크 전압 220V에서 정류기 다이오드와 서미스터의 전압 강하를 고려하지 않고 다음을 얻습니다. [7] U0 = 220√2 =310V. 또한 트랜지스터의 드레인에는 정류된 주전원 전압에 대한 추가 전압 Uadd가 있습니다. 외국 문헌과 DS에서는 UR(반사-반사, 유도)이라고 합니다. 펄스 변압기의 여러 변형에 대한 시험 설계 결과에 따르면 그 값은 항상 DS에서 제안한 기본 80V에 매우 가까운 것으로 나타났습니다. 추가 전압의 실제 값을 결정하는 방법을 보여 드리겠습니다. 인덕턴스 양단의 전압은 전류 변화율에 정비례합니다. 즉, U = LΔI/Δt 또는 U·Δt = L·ΔI입니다. 트랜지스터를 켜고 끌 때 전류 변화는 정상 상태 과정에서 동일하기 때문에 그림 4에서 S+와 S-로 표시된 직사각형의 면적은 다음과 같습니다. XNUMX. 해당 면적을 계산하면 방정식 Uo·D·T = Uadd(1-D)T 또는 변환 후 Uadd = Uo·D /(1-D)를 얻습니다. 반면 에너지 전달 과정의 기하학적 해석에 따르면 XNUMX차 권선의 출력 전압은 XNUMX차 권선의 추가 전압으로 변환됩니다. Uadd = k·Uout, 여기서 k = wl/wout는 변환 계수입니다. (wl, wout은 각각 XNUMX차 권선과 출력 권선의 감은 수입니다). 엄밀히 말하면 그림 4과 같이 첫 번째 주기에서 네트워크에서 가져온 에너지의 각 부분이 두 번째 주기에서 부하로 완전히 전달된다고 가정합니다. XNUMX를 실선으로 표시하고 트랜지스터가 켜지는 순간 전송이 정확히 끝나는 것은 어느 정도 조건부입니다. 실제로 SMPS는 연속 자속 모드와 간헐적 자속 모드의 두 가지 모드로 작동할 수 있습니다. 실제로 이는 스위칭 트랜지스터가 켜질 때 권선의 전류가 XNUMX이면 이 모드는 간헐적 흐름 모드에 해당함을 의미합니다. 그렇지 않으면 연속 흐름 체제가 발생합니다. 그림에서. 그림 5는 SMPS 요소의 전압 및 전류 다이어그램을 보여줍니다. Uc - 트랜지스터 드레인의 전압; lc - 스위칭 트랜지스터의 드레인 전류; lw out - XNUMX차 권선의 전류; UH는 부하 양단의 전압입니다.
연속 전류 모드는 그림 5에 해당합니다. 50, 에이. 주요 특징은 특정 드레인 전류에서 트랜지스터가 켜진다는 것입니다. 이 모드의 장점은 다른 모드에 비해 SMPS 요소의 피크 전류가 가장 낮고 출력 전압 리플이 가장 낮다는 것입니다. 주 전압이 최소로 감소했을 때 듀티 사이클이 XNUMX% 이상으로 증가할 수 있는 경우 DS는 계산을 조정해야 함을 사용자에게 경고합니다. 이는 단일 사이클 펄스 모드에서 자기 회로의 자화 특성과 허용 한계 이상으로 트랜지스터 드레인 전류의 진폭을 증가시킬 수 있기 때문입니다. 간헐 전류 모드는 그림 5에 나와 있습니다. 5, 다. 에너지 전달 프로세스가 완료되면 다이오드가 닫힙니다. 권선에서는 펄스 전압이 감소함에 따라 감쇠 자유 진동이 발생합니다. 이 모드는 SMPS 요소에서 가장 높은 전류 진폭과 최대 출력 전압 리플이 특징입니다. 최적의 모드는 그림 XNUMX에 표시된 두 가지 명명된 모드 사이의 전환입니다. XNUMXB. DS 프로그램을 사용하면 트랜지스터의 전류 및 전압의 진폭, 모양을 제어할 수 있을 뿐만 아니라 설계된 SMPS의 작동 모드와 가능한 모든 네트워크 전압에서 펄스 듀티 사이클 값을 결정할 수 있습니다. 트랜지스터의 드레인에 작용하는 전압에 추가되는 중요한 요소는 누설 인덕턴스(DS에서는 누설 인덕턴스라고 함)입니다. 이는 변압기의 표유 자기장과 직접적인 관련이 있습니다. 스위칭 펄스가 작동하는 동안 트랜지스터가 열리면 저장 권선뿐만 아니라 누설 인덕턴스에도 에너지가 축적됩니다. 트랜지스터가 꺼지면 이 에너지로 인해 그림 4에 표시된 것처럼 드레인에 추가 전압 서지가 나타납니다. XNUMX 점선. 이를 제한하기 위해 댐퍼 체인이 사용됩니다. DS 프로그램에서는 저항기-커패시터 회로(RC 클램퍼) 또는 제한 제너 다이오드(트랜실 클램퍼)를 선택할 수 있습니다. 누설 인덕턴스와 관련 전압 서지를 계산하는 것은 권선의 인덕턴스와 턴간 동적 커패시턴스, 변압기 자기 코어의 비자기 갭, 권선 단면, 설계 매개변수를 고려해야 하기 때문에 매우 복잡한 작업입니다. 그들의 디자인 및 기타 여러 요소. DS 프로그램은 누설 인덕턴스의 특정 평균값을 사용하며 필요한 경우 사용자가 강제로 변경할 수 있습니다. SMPS 설계의 각 특정 사례에서 전압 서지 제한 수준은 파형 창(오실로그램)에서 모니터링할 수 있으며 최대 허용 드레인-소스 전압을 기반으로 트랜지스터를 선택할 때 고려할 수 있습니다. DS에서 정류기 다이오드를 선택하는 것은 간단합니다. OUT(출력) 창은 순방향 및 역방향 전류, 순방향 강하, 최대 허용 역방향 전압 등 해당 매개변수에 대한 필수 정보를 제공합니다. 역방향 SMPS의 자동화된 설계 따라서 컴퓨터를 켜고 DS 프로그램을 시작하십시오. 스플래시 화면이 몇 초 동안 모니터 화면에 나타난 후 창이 열립니다(그림 6). 기본적으로 프로그램은 "Default.vpa"라는 이름으로 "빈" 프로젝트를 로드합니다.
마우스 커서를 화면의 파란색 입력 버튼으로 이동하면 모니터 화면에 AC 라인 매개변수 편집(AC 네트워크 매개변수 편집)이라는 도구 설명이 나타납니다. 버튼을 누릅니다. 입력 매개변수 창이 그림 7과 같이 모니터 화면에 나타납니다. XNUMX.
라인 주파수 섹션(주 주파수)에서 슬라이더를 사용하여 AC 입력 범위 섹션(입력 교류 전압 간격)에서 50Hz를 설정하거나 적절한 창에 커서를 놓은 후 키보드에서 입력하여 최소 전압을 설정합니다. (최소 전압) 및 최대 전압(최대 전압), 첫 번째는 5V의 정확도, 두 번째는 -10V입니다. 키보드에서 1V의 정확도로 모든 전압을 설정할 수 있습니다. 대부분의 장치에서는 네트워크 전압의 허용 가능한 변화는 공칭 값의 -10...+5% 또는 간격 증가 방향으로 반올림한 후 - 195...240 V로 간주됩니다. 간격을 다소 더 넓게 설정할 수 있지만 어떤 경우에도 기본적으로 설정된 상태로 두어서는 안 됩니다. 크기가 클수록 사용되는 요소 기반에 대한 요구 사항이 더 엄격해지기 때문입니다. 그런 다음 동일한 창에서 입력 리플 섹션(입력 전압 리플 진폭)으로 이동하여 필요한 값을 설정합니다. 네트워크 정류기 필터 커패시터의 커패시턴스와 출력 전압 리플의 진폭은 이 매개변수에 따라 달라지며, 이는 다시 부하 전류와 출력 필터 커패시터의 커패시턴스에도 따라 달라집니다. 허용되는 리플 값은 10...30V입니다. 30V를 설정하고 완료 버튼을 클릭합니다. 완료됩니다(필요한 경우 취소 버튼을 사용하여 변경 사항을 취소할 수 있습니다). 입력 매개변수 창이 자동으로 닫히고 시스템이 일부 조정을 수행합니다. 예를 들어 주 정류기 필터 커패시터의 정전 용량이 변경됩니다. 다음 설계 단계에서는 작동 변환 주파수 설정과 VIPer 버튼을 누르는 스위칭 트랜지스터의 예비 선택을 진행합니다. 나타나는 VIPer 및 규정 매개변수 창(그림 8)의 VIPer 선택 창에서 제품 드롭다운 목록을 불러와 VIPer 100A를 선택합니다. 이제 해당 이름 바로 아래에 주요 매개변수가 표시됩니다. Rdson: 2,8 Ohm(켜졌을 때 드레인 소스 섹션의 저항); Idlim: 3,0A(드레인 전류 제한); Vdmax: 700V(최대 드레인 전압). Around VIPer 섹션에서 반사 전압 값은 시스템에 의해 설정된 채로 남아 있고 스위칭 주파수는 30kHz로 설정됩니다. 이렇게 하면 손실이 줄어들고 부족한 부품이 없어집니다. 하지만 변압기의 크기를 최소화하려면 최대 100kHz의 더 높은 주파수를 사용하는 것이 좋습니다. 규정 섹션은 비활성 상태로 유지되며 편집할 수 없습니다. 이는 보조 제어 루프를 도입한 후에만 수행할 수 있습니다. 완료 버튼을 클릭하세요. 창이 자동으로 닫힙니다.
그 후 녹색 Out 버튼으로 이동하세요. 열리는 매개변수 기본 출력 창(주 출력 전압 소스의 매개변수)(그림 9)에서 출력 전력 섹션 편집을 진행합니다. 전압 창에서 27V를 설정합니다. 현재 창에서 3A를 다이얼합니다. 최소 전류 창에서는 프로그램을 0mA로 설정하여 유휴 모드에서 작동할 수 있다고 가정합니다.
다음으로 출력 유형 섹션(출력 필터)을 편집합니다. 기본 자체 U자형 LC 필터를 설치된 상태로 둘 수 있습니다. 직접(필터는 부하와 병렬로 연결된 커패시터임)을 선택하는 경우 매우 큰 커패시터가 필요할 수 있습니다. Vreg(전압 조정기)를 선택하면 추가 통합 선형 전압 조정기가 출력에 설치됩니다. 이 경우 드롭아웃 값(안정기 전체의 전압 강하)을 지정해야 합니다. Standard(표준), Low Dropout(낮음), Semi-Low Dropout(중간) 중에서 선택할 수 있습니다. 출력 필터를 Self로 둡니다. 출력 전압 리플 값 편집으로 넘어가겠습니다. 출력 리플 섹션: 첫 번째 셀 리플 창(첫 번째 단계의 리플)에서 0,3V를 설정하고 두 번째 셀 리플(두 번째 단계의 리플) - 0,1V를 설정합니다. 위의 조작 내용을 적용하려면 적용 버튼을 클릭하세요. 프로그램은 출력 회로 요소의 매개변수를 즉시 계산하고 정류기 다이오드에 대한 계산 결과를 표시합니다. Vdrop: 906mV - 순방향 전압 강하, Vrmax: 150V - 최대 역전압(안타깝게도 당시 존재하는 소프트웨어 렌더링 결함) 쓰기를 사용하면 지정된 요소의 픽셀의 위쪽 부분만 볼 수 있습니다. Ploss: 3W - 다이오드 손실; 사양 Max@125°C - 지정된 온도에서 STPR520 다이오드의 매개변수: Vf: 990mV - 순방향 전압 강하, If: 5A - 허용되는 순방향 전류, Vr: 200V - 최대 역방향 전압; Ir: 50uA @ 25°C - 지정된 온도에서 최대 역전류. 참고서를 사용하여 KD213B의 가까운 국내 유사품을 선택합니다. 사행과 매우 다른 펄스 전압의 모양으로 인해 27V의 상대적으로 낮은 전압 형성에 참여하는 정류기 다이오드는 약 150V의 상당히 높은 역 전압을 경험한다는 점에 유의해야 합니다. 다이오드를 선택할 때 이 사실을 고려하십시오. 이 설계 단계를 완료한 후 열려 있는 매개변수 기본 출력 창의 확인 버튼을 클릭한 후 닫힙니다. 그리고 마지막 설계 단계는 펄스 변압기의 매개변수 편집과 관련됩니다. 회색 Transformer 버튼을 클릭하면 그림 10과 같이 Transformer Design 창이 열립니다. XNUMX.
창에는 변환기 매개변수(Transformer Parameter)와 변환기 전망(Transformer Outlook)이라는 두 가지 주요 섹션이 포함되어 있으며, 그 내용은 코어 크기 섹션에 표시된 크기의 변환기에 해당합니다. 프로그램은 코어 선택 기준 섹션의 기본 손실 평가 기준인 온도 증가에 따라 허용되는 최소 자기 코어 크기를 사용합니다. 이 기준 반대편에는 해당 값이 표시되는 한 줄에 있는 확인란이 있습니다: 목표 40°С(허용) 및 실제 34,8°С(실제). 이 경우 보조 기준인 소비전력 값은 목표 2%, 실제 2,2%에 해당합니다. 후자는 설정된 표준을 초과하는 것으로 빨간색 배경의 창에 표시됩니다. 두 번째 기준을 기본 기준으로 선택한 다음(해당 이름 옆의 확인란을 이동) 적용 버튼을 클릭하면 변환기 매개변수가 즉시 변경됩니다. 코어 크기 섹션의 형상 창에서 각 플레이트의 치수는 너비/높이/두께 순서로 표시됩니다. E36/18/11 E 시리즈(E 시리즈의 형상 - W형 플레이트의 외국 유사체) . 국내 아날로그 W 10x10의 크기는 거의 동일합니다. 이를 사용하면 다음 섹션으로 넘어갈 수 있습니다. 이러한 자기 코어를 사용할 수 없지만 12(20) USCT TV 및 기타 전원 공급 장치에 사용되는 M21NMS3000 페라이트로 제작된 Ш2x3x4이 있는 경우 변압기 매개변수를 다시 계산해야 합니다. 이렇게 하려면 코어 크기 섹션에서 고정 창의 확인란을 선택하고 편집 버튼을 클릭하면 코어 크기 창이 나타납니다(그림 11).
E 시리즈 자기 코어의 모양은 변경되지 않은 채로 둡니다(필요한 경우 동일한 창에서 제공된 목록에서 다른 자기 코어(예: RM10 시리즈)를 선택할 수 있습니다). 다음으로 Geometry 창에서 기존 E42/21/20에 가까운 표준 사이즈를 선택합니다. 확인 버튼을 클릭하면 코어 크기 창이 닫힙니다. 이제 코어 크기 섹션에서 선택한 자기 코어의 매개변수를 읽을 수 있습니다: Ae 236 mm2(단면적); Le 98mm(평균 자력선 길이); Lm 85mm(평균 코일 길이); W 200 mm2(창 단면적); Ve 23100 mm3(자기 코어 부피). 참고: 크기를 늘린 후 주요 기준이 아닌 소비 전력에 해당하는 빨간색 배너가 사라졌습니다. 이전에는 실제 값인 2,2%가 필요한 값을 초과했지만 이제는 정상으로 돌아와서 1,4%입니다. Core Material 섹션(자기 코어 재료)의 내용으로 넘어가겠습니다. 기본적으로 프로그램은 다음을 제공합니다: 유형 N27, 공급업체 SIEMENS(SIEMENS의 페라이트 브랜드 N27). 해당 매개변수를 참고서 [3000]에 제공된 국내 M2NMS8 페라이트의 특성과 비교하면 잘 일치함을 알 수 있습니다. 다른 페라이트를 사용해야 하는 경우 사용자 정의 창에서 확인란을 선택하고 편집 버튼을 클릭하면 그림 12과 같이 Transformer Core Material 창이 나타납니다. XNUMX.
이를 통해 페라이트 제조업체와 브랜드를 선택할 수 있으며 해당 매개변수는 동일한 창에 표시됩니다. 어떤 페라이트를 선택하든 10차 인덕턴스 매개변수(그림 XNUMX 참조)의 값은 변경되지 않는다는 점에 유의하는 것이 중요합니다. 변압기 권선에 대한 정보를 제공하는 변압기 전망 섹션(변압기 출력 매개변수)을 살펴보겠습니다. 이제 다시 작성하거나 (또는 프린터로 인쇄하거나 그러한 옵션이 있음) 실제 구현을 시작할 수 있습니다. 다른 불안정 요인과 마찬가지로 일부 계산 오류는 PWM 컨트롤러의 자동 제어 장치에 의해 평준화되지만 이로 인해 다른 방해 영향에 대한 SMPS의 안정성 여유가 감소합니다. 따라서 시간을 들여 컴퓨터 지원 설계 결과를 조정하여 실제 결과에 최대한 가깝게 만드는 것이 더 좋습니다. 설계 결과의 수정 그림과 같은 Transformer Design 창으로 다시 돌아가 보겠습니다. 십. 와이어 선택 병렬 도체 섹션에서는 단일 와이어 항목에 대한 프로그램의 기본 확인란을 그대로 둡니다. 이는 권선에서 단일 도체 사용에 해당합니다. //와이어(병렬 도체) 항목을 선택하고 해당 창에서 작동 주파수에 따라 시스템에 의해 설치된 10개의 도체를 다른 예상 수로 수정하면 프로그램은 새로운 초기 값으로 변압기 권선을 다시 계산합니다. 모든 권선에 동일한 직경의 도체를 사용할 수 있습니다. 이렇게 하려면 단일 직경(Single Diameter) 창에서 확인란을 선택하고 적용(Apply) 버튼을 누르십시오. 우리는 다양한 직경의 단일 도체만 사용하도록 제한하겠습니다. 이제 Transformer Outlook 섹션에서 모든 권선에 대한 참조 정보를 읽을 수 있습니다. 입력 AWG20 75T 1W(20차 - AWG 표준에 따른 와이어 번호 75, 단일 와이어 42회전), 보조 AWG13 1T 42W(보조 - 와이어 번호 13) , 13 회전), 출력 AWG 26 1T 13W (출력 - 전선 번호 26, 64 회전). 와이어 직경을 밀리미터 단위로 확인하려면 AWG 세부 정보 섹션으로 이동하여 세 가지 색상 버튼 중 하나를 클릭하세요. 해당 색상은 권선 색상에 해당합니다. 권선의 해당 이름은 AWG 세부 정보 헤더에 표시되고 해당 기하학적 및 전기 매개변수는 아래에 표시됩니다. 예를 들어, 보조 권선(Aux)의 경우 Ø76 um Iso 6,9 um; Rdc=6,9R; Rac = 64 R(직경 - 0,064 µm = 0,076 mm, 절연체 포함 - 6,9 mm, DC 저항 - 6,9 Ohm, AC 저항 - XNUMX Ohm). 변압기 사용 섹션에서는 변압기를 설계할 때 제공되어야 하는 일부 예비 전력을 특성화하는 기본 표준을 제공합니다. 여기에는 기본적으로 80%를 초과해서는 안 되는 Window Factor Utilization(창 단면의 채우기 비율)과 포화 모드 Bsat 380mT의 유도에 상대적인 Bsat Margin(자기 회로의 최대 유도에 대한 여유)이 포함됩니다. 25% 이상. 자속 밀도 116mT의 계산된 자기 유도 값은 가능한 최대값의 약 30%에 불과합니다. 즉, 마진은 70%이며 필요한 마진이 충족됩니다. 이러한 낮은 자기 유도는 여기에 표시된 비자성 에어 갭(2,28mm)으로 인해 발생합니다. 설계 알고리즘에 따라 프로그램은 0,73차 권선 XNUMX차 인덕턴스의 인덕턴스가 XNUMXmH가 되어야 한다고 계산했습니다. 그러나 설계 결과에 대해 비판적인 접근 방식을 취하는 경우 계산 오류를 미리 고려할 필요가 있습니다. 페라이트 제품에 대한 참고서에는 해당 전자기 매개변수가 주어진 값과 ±25%만큼 다를 수 있음이 나와 있습니다. 따라서 우연에 의존하지 않고 추가적인 방해 영향으로 복잡한 불안정 요인에 과부하를 걸지 않고 설계 결과를 수정하는 것이 좋습니다. 이는 무엇보다도 변압기의 XNUMX차 권선 인덕턴스와 관련이 있습니다. SMPS를 개발할 때 무선 아마추어는 계산된 것과 다른 비자성 간격이 있는 자기 회로를 마음대로 사용할 수 있습니다. 이러한 상황은 또한 XNUMX차 권선의 실제 인덕턴스를 고려해야 함을 나타냅니다. 알려진 수학 공식으로는 자기 코어 재료의 유효 투자율에 대한 비자성 갭의 강한 영향을 고려하지 않기 때문에 높은 정확도로 XNUMX차 권선의 인덕턴스를 계산할 수 없습니다. 따라서 가장 쉬운 방법은 사용 가능한 자기 회로에 가장 많은 감은 수로 테스트 권선을 감는 것입니다. 인덕턴스 Lprobe를 측정한 다음 주어진 인덕턴스 L에 필요한 권선 수 w를 계산합니다. w = wprobe√ L/L 샘플. 권선의 인덕턴스는 도체의 직경에 거의 의존하지 않는다는 것은 명백합니다. 라디오 아마추어는 시스템에 필요한 다양한 권선을 마음대로 사용할 수 없지만 변압기를 만드는 데 사용할 수 있는 다른 직경의 전선 세트가 있는 경우가 발생할 수 있습니다. 예를 들어, 0,812차 권선의 경우 프로그램에서는 직경이 30mm인 와이어를 사용할 것을 권장합니다. 또한 2kHz의 변환 주파수에서는 프로그램을 병렬 도체로 전환하도록 "강제"할 수 없습니다. 그러나 대부분의 텔레비전 전원 공급 장치용 펄스 변압기에서 권선은 여러 개의 병렬 도체로 구성됩니다. 컴퓨터 지원 설계 시스템 외부에서 이 작업을 수행해 보겠습니다. 단일 및 병렬 도체의 원주를 동일시하는 측면의 동일 조건에서 직경을 결정합니다. d1 = d2/0,41 -XNUMXmm. 26mm의 중앙 막대에 비자성 간격이 있는 변압기 플레이트 Ш2x0,41x12의 자기 코어에 감긴 20개의 PEV-21 2,4 도체 103회전을 포함하는 변압기의 730차 권선 인덕턴스는 다음과 같은 것으로 나타났습니다. 70μH. XNUMXμH의 필요한 인덕턴스를 얻으려면 권선이 약 XNUMX회전으로 구성되어야 합니다. 프로그램에서 권장하는 나머지 권선을 비례적으로 조정해 보겠습니다. w2 = (70/75)·13 -12 회전; wvyx = (70/75) 26 - 24턴. 주어진 매개변수에 따라 제조된 변압기의 770차 권선의 실제 인덕턴스는 대략 XNUMXμH와 같으며 이는 계산과 잘 일치합니다. 출력 권선의 경우 프로그램에서는 직경 1,8mm의 와이어를 사용할 것을 권장하며 직류의 권선 저항은 25mOhm이고 교류의 경우 38mOhm입니다. 불행히도 저자는 필요한 와이어를 마음대로 사용할 수 없었기 때문에 직경이 1,5mm인 기존 와이어로 교체해야 했습니다. 권선 저항의 불가피한 증가와 이에 따른 출력 전압 감소는 권선 수 25를 늘려 보상해야 합니다. 계산된 변압기 온도 상승(허용 15,5°C에 대해 40°C)의 상당한 여유는 다음을 제공합니다. 그러한 조정의 유효성을 기대할 권리가 있습니다. 변압기 계산을 완료하여 추가 전압 Uadd = (70/25) 27 = 75,6V를 결정하고 효율성 - 81,6V를 고려합니다. 이는 프로그램에서 설정한 것과 매우 유사하므로 VIPer에 해당합니다. 창(그림 8 참조)으로 다시 돌아올 필요가 없습니다. 스위칭 트랜지스터를 선택합니다. DS 도구 모음에서 파형 버튼(오실로그램)을 클릭하면 그림 13와 같은 창이 나타납니다. 선택에 따라 최대 XNUMX개의 서로 다른 SMPS 매개변수를 동시에 관찰할 수 있습니다.
오실로그램을 보기 위해 시스템에서 제공하는 두 개의 창을 그대로 두고 첫 번째 창에는 Idrain = f(Vin)@Pmax(최대 전력 소비에서 입력 전압에 대한 드레인 전류의 종속성) 종속성을 표시하고 두 번째 창에는 - Vdrain = f(Vin)@Pmax (최대 전력 소비 시 입력 전압에 대한 드레인 전압 의존성). 스크롤 막대의 슬라이더를 사용하여 입력 전압을 변경하면 지정된 매개변수의 변환 특성을 탐색할 수 있습니다. 이 다이어그램에서 우리는 다음과 같은 결론을 내릴 수 있습니다. 주전원 전압 및 부하 매개변수의 모든 허용 가능한 변화에 따라 설계된 SMPS는 간헐적 전류 모드에서 작동합니다. 이는 오실로그램이 있는 창의 오른쪽 상단 모서리에 있는 비문으로 추가로 입증됩니다. 최대 주전원 전압에서 스위칭 트랜지스터의 드레인 전류 진폭은 2,7A입니다. 최소 전압에서 전류 진폭은 동일하게 유지되고 스위칭 펄스의 듀티 사이클은 0,18에서 0,24로 증가합니다. 트랜지스터 드레인의 최대 전압 (최대 주전원 전압)은 640V에 이릅니다. 얻은 결과를 통해 설계된 SMPS의 경우 최대 드레인 전류가 707A이고 최대 드레인-소스 전압이 2V인 전계 효과 트랜지스터 KP4V700 또는 다른 것을 사용할 수 있다는 결론을 내릴 수 있습니다. SMPS의 컴퓨터 지원 설계 결과를 얻으려면 DS 도구 모음(그림 6 참조)에서 BOM 버튼(Bill Of Materials - 요소 목록)을 클릭하면 충분합니다. 그러면 BOM 목록 창이 나타납니다. 나타납니다(그림 14). 요소 목록을 인쇄해야 하는 경우 인쇄 버튼을 클릭하세요.
VIPer 교환 가능 SMPS에 대해 계산이 수행되었지만 실제로는 UC3842 PWM 컨트롤러를 기반으로 조립되었다는 점을 상기해 보겠습니다. 모든 유사점과 유사점에도 불구하고 어떤 경우에도 무시할 수 없는 중요한 차이점이 있습니다. 이는 첫 번째 경우 주파수 설정 저항이 미세 회로 +15V의 전원 공급 장치에 직접 연결되고 두 번째 경우 안정화된 전압 +5V의 내부 소스에 연결된다는 사실 때문입니다. 평균 듀티 사이클 D = (30 + 0,18)/0,24 = 2에서 스위칭 펄스 f = 0,21kHz의 필요한 주파수를 보장하려면 주파수 설정 RC 회로의 정격을 조정해야 합니다. UC3842 칩의 발진기 주파수는 f-1,72/RC 비율에 따라 RC 회로의 정격에 따라 결정됩니다. 스위칭 트랜지스터가 꺼진 상태로 유지되는 시간 tOFF(그림 1 참조)는 tOFF = T(1-D) 등식으로 펄스 기간 T 및 듀티 사이클 D와 관련됩니다. 반면에 이 시간은 RC 회로의 매개변수인 tOFF = RCIn[(0,00063R-2,7)/(0,00063R-4)]에 의해 결정됩니다. 이러한 공식을 대체하고 마지막 동일성을 강화하면 방정식 R = {2,7-4exp[(1-D)/1,72]}/ /{0,00063[1-exp[(1-D)/1,72 ,XNUMX]]를 얻습니다. }. 필요한 평균 듀티 사이클 D = 0,21을 기준으로 R = 9,889kOhm 및 C = 5798pF를 얻습니다. 아마도 SMPS를 시험적으로 켜보면 약간의 조정이 필요하다는 것을 알 수 있을 것입니다.계산된 값에서 스위칭 펄스의 주파수 및 듀티 사이클의 상당한 편차를 제거하려면 디지털 측정 장치를 사용하여 다음과 같은 저항기와 커패시터를 선택하는 것이 좋습니다. 필요한 값. 개발된 장치는 예를 들어 외부 펄스 전압 소스와 PWM 컨트롤러의 작동 주파수 동기화, SMPS의 원격 차단, 9차 출력 전압 제어 회로 및 몰리브덴-퍼멀로이를 사용하는 "소프트" 스타트를 추가하여 개선될 수 있습니다. , 최신 GAMMAMET 자기 코어 [XNUMX]. 문학
저자: S. Kosenko, Voronezh
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