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라디오 전자 및 전기 공학의 백과사전 소음 수준이 낮은 트라이액 전력 조정기. 무선전자공학 및 전기공학 백과사전
무선 전자 및 전기 공학 백과사전 / 전류, 전압, 전력 레귤레이터 위상 제어 기능이 있는 Trinistor 전력 조정기는 당사 잡지 페이지에 반복적으로 설명되어 있습니다. 그러나 불행하게도 이들 중 다수는 전자기 간섭의 강력한 원인이므로 장치의 적용 범위가 제한됩니다. 외국의 가정용 규제기관에는 반드시 소음억제필터가 내장되어 있습니다. 더욱이, 이로 인해 발생하는 간섭 수준은 특정 국가에서 채택한 엄격한 표준을 충족해야 합니다. 기사의 저자는 이러한 규제 기관 중 하나에 대해 이야기합니다. 위상 펄스 제어 기능을 갖춘 전력 조정기의 회로가 그림 1에 나와 있습니다. 32. 대칭형 3V 디니스터(VD226)와 TIC1M 트라이액(VS1)을 사용하여 클래식 회로에 따라 조립됩니다. 주전원 전압의 각 반파장에서 커패시터 C2은 저항 R3, R32을 통해 흐르는 전류에 의해 충전됩니다. 양단의 전압이 1V에 도달하면 dinistor가 열리고 커패시터 C4은 저항 R3, dinistor VD1 및 트라이악의 제어 전극을 통해 빠르게 방전됩니다. 따라서 트라이악의 제어는 사분면 I 및 III에서 발생합니다. 트라이악의 기존 양극(다이어그램의 상단 단자 VSXNUMX)의 전압이 양수이면 제어 펄스도 양수이고 전압이 음수이면 그것은 부정적인 극성을 가지고 있습니다.
커넥터 X1에 연결된 부하의 전력 값은 주 전압의 각 반주기 동안 트라이악이 켜져 있는 시간에 따라 달라집니다. 트라이악이 켜지는 순간은 dinistor의 문턱전압과 시상수 (R2 + R3)C1에 의해 결정됩니다. 가변 저항 R2의 도입 부분의 저항이 클수록 트라이악이 닫힌 상태에 있는 기간이 길어질수록 부하에 걸리는 전력은 줄어듭니다. 다이어그램에 표시된 시정수 요소의 정격은 0에서 99%까지 거의 완전한 범위의 출력 전력 조정을 제공합니다. 출력 전력을 상당히 원활하게 제어하려면 가변 저항 R2가 그룹 B의 특성을 가져야 합니다. 그룹 B의 저항도 가능하지만 출력이 증가하는 방식으로 켜져야 합니다. 핸들을 시계 반대 방향으로 회전하면 전력(즉, 가변 저항기의 저항이 감소함)이 발생합니다. 다이오드 VD1, VD2 및 저항 R1로 구성된 회로는 최소한의 출력 전력으로 원활한 조정을 보장합니다. 그렇지 않으면 컨트롤러 제어 특성에 히스테리시스가 발생합니다. 예를 들어, 부하로 사용되는 백열등의 밝기는 출력 전력이 증가함에 따라 최대 밝기의 3에서 5~2%로 갑자기 변경됩니다. 이 현상의 본질은 다음과 같습니다. 저항 R1의 저항이 높으면 커패시터 C30의 전압이 2V를 초과하지 않으면 발전기가 주 전압의 전체 반주기 동안 열리지 않고 출력 전력은 XNUMX입니다. 이 경우 주전원 전압이 "XNUMX"을 통과할 때까지 커패시터의 전압은 XNUMX 값을 가지며 다음 반주기 동안 커패시터는 상당 시간 동안 방전됩니다. 저항 RXNUMX의 저항이 감소하면 커패시터의 전압이 디니스터 응답 임계값을 초과하기 시작한 후 커패시터는 반주기가 끝날 때 방전되고 다음 반주기에서 즉시 충전을 시작합니다. 따라서 새로운 반주기에서는 dinistor가 더 일찍 열립니다. 다이오드-저항기 체인은 주전원 전압이 음의 반파장에서 양의 반파장으로 전환될 때 커패시터를 방전시켜 부하에서 초기 전력의 갑작스러운 증가로 인한 영향을 제거합니다. 저항 R4는 디니스터를 통과하는 최대 전류를 약 0,1A로 제한하고 커패시터 C1의 방전 프로세스를 느리게 합니다. 이는 부하의 중요한 유도성 구성 요소가 있는 경우에도 트라이악 VS1을 안정적으로 트리거하기에 충분한 상대적으로 긴 펄스 지속 시간을 보장합니다. 다이어그램에 표시된 저항 R4와 커패시터 C1의 값을 사용하면 제어 펄스의 지속 시간은 130μs입니다. 이 시간의 상당 부분 동안 트라이액의 제어 전극을 통해 전류가 흐르며 이는 모든 사분면에서 트라이액을 열 수 있을 만큼 충분합니다. 32V 트라이액의 경우 이는 50mA에 해당합니다. 대칭형 32V 디니스터(VD3)는 트라이악의 개방 각도가 주 전압의 두 반파장에서 동일하도록 보장합니다. 결과적으로 설명된 조정기는 주 전압을 정류하지 않으므로 많은 경우 변압기를 통해 연결된 부하를 제어하는 데 사용될 수도 있습니다. 32V 디니스터는 그림 2과 같이 서로 다른 구조의 트랜지스터를 사용하여 조립된 아날로그로 대체될 수 있습니다. 4. 다이오드 브리지 VD7-VD8은 트라이악 제어의 대칭성을 보장하고 저전력 제너 다이오드 VD1은 아날로그의 작동 임계값을 설정합니다. 트랜지스터 VT2 및 VT0,1는 상당한(최소 2A) 펄스 베이스 전류를 견뎌야 합니다. 트랜지스터 VT50 베이스의 정전류 전달 계수는 0,15 이상입니다. 브리지 다이오드는 또한 103A 이상의 직접 펄스 전류를 견뎌야 합니다. 예를 들어 문자 인덱스가 있는 KDXNUMX 시리즈 다이오드가 적합합니다.
dinistor 아날로그의 다이오드 및 트랜지스터의 최대 허용 전압은 VD30 제너 다이오드의 안정화 전압, 즉 최소 8V보다 50% 이상 커야 합니다. 두 개의 저전력 제너 다이오드를 사용하여 연결할 수 있습니다. 총 안정화 전압이 25....30V가 되도록 시리즈를 구성합니다. 저항 R7 및 R8은 아날로그에 고온 안정성을 제공합니다. 허용 전류가 226A인 TIC8M 트라이악을 사용하면 최대 1kW의 전력으로 부하를 제어할 수 있습니다. 최대 2kW의 출력을 갖는 부하의 경우 허용 전류가 15...16A인 트라이액을 사용할 수 있습니다. TIC226M 트라이악 대신 국내 KU208G 사이리스터를 사용할 수 있습니다. 그러나 감도가 상당히 나쁩니다. 안정적인 작동을 위해서는 주변 온도 -208°C 또는 실온에서 250mA에서 KU60G 사이리스터의 제어 전극을 통해 최소 170mA의 전류가 흘러야 합니다. 따라서 KU208G SCR을 사용할 경우 저항 R4의 저항은 100Ω으로 감소해야 하며, 인덕터 L1의 인덕턴스는 100μH로 감소되어야 합니다. 따라서 디니스터 아날로그의 트랜지스터와 다이오드(그림 2)는 최대 0,3A의 전류를 견뎌야 합니다. 그러한 규제 기관에 의해 발생되는 간섭 수준은 훨씬 더 높아질 것입니다. 또한 유도성 구성 요소가 있는 부하에서 작동할 때 안정성이 떨어집니다. 트라이악 VS1의 전압 강하는 약 2V이므로 100W를 초과하는 부하의 경우 트라이악을 적절한 방열판에 설치해야 합니다. 낮은 부하에서는 조정기의 인쇄 회로 기판 자체가 방열판 역할을 할 수 있습니다. 이렇게 하려면 TO220 케이스의 트라이악을 인쇄 회로 기판의 호일 측면에 놓고 MZ 나사와 너트로 조여야 하며 면적이 3...5 cm2인 호일 섹션을 트라이악 설치 장소 아래에 남겨두었습니다. 아마추어 설계에서는 트라이액 대신 다이오드 브리지와 사이리스터가 사용되는 경우가 많으며 이로 인해 구성 요소 비용과 구조 크기가 증가합니다. 이 솔루션은 조정기의 전력 손실을 약 두 배로 늘리고 허용 부하 범위를 좁힙니다. 또한 저장 커패시터의 충전은 단극 전압으로 발생하며 A. Maslov의 "사이리스터 전력 조정기에 대해 다시 한 번"("Radio", 1994, No. 5, p. 37)의 기사에서 올바르게 언급한 바와 같습니다. XNUMX), 낮은 설치 전력에서 레귤레이터 오작동으로 이어집니다. A. Maslov의 기사에 대해 말하면 사이리스터의 전압 상승률(dV/dt)을 줄이기 위해 그가 제안한 방법이 펄스 전류로 인한 과부하로 인해 사이리스터가 손상될 수 있다는 점은 말할 것도 없습니다. 사이리스터를 분류하는 커패시터의 방전 전류는 어떤 식으로든 제한되지 않으므로 스위치를 켜는 순간. 내부 저항이 낮은 고품질 커패시터를 사용하면 SCR은 전류 값 또는 전류 상승률(dV/dt)을 초과하여 거의 확실하게 파괴됩니다. 이러한 단점을 제거하려면 저장 커패시터와 직렬로 최소 10옴의 저항을 갖는 권선형 또는 체적 탄소 저항기를 연결해야 합니다. 금속 필름 및 탄소 필름 저항기는 사이리스터가 켜지는 순간 높은 순간 전력 손실로 인해 실패할 수 있으므로 이러한 목적에 적합하지 않습니다. 설명된 전력 조정기(그림 1 참조)에서 트라이악 VS1의 전압 변화율은 커패시터 C2, C3에 의해 제한되고 트라이악이 열릴 때 방전 전류는 인덕터 L1에 의해 제한됩니다. 최신 트라이액은 50~200V/μs의 전압 상승률을 견딜 수 있으며 일부는 최대 750V/μs까지 견딜 수 있으므로 커패시터 C2, C3의 상대적으로 작은 정전 용량은 낮은 저항 부하에서도 트라이액의 잘못된 트리거링을 방지합니다. . KU208 시리즈의 단종된 국내 SCR은 10V/μs에 불과하다는 점을 유감스럽게 생각합니다. 동시에 인덕터 L1과 커패시터 C2, C3은 저역 통과 노이즈 필터를 형성합니다. 인덕터는 자기 회로를 포화시키지 않고 부하 전류를 견뎌야 합니다. 자기 회로로 저자는 투자율이 26,5인 분말 철로 만든 외경 14,5, 내경 7,5, 두께 75mm의 링을 사용했습니다. 권선에는 58 턴의 PEV-2 와이어가 포함되어 있습니다. 직경 1mm. 이 초크는 최대 1kW의 부하로 작동하는 데 적합합니다. KU208G SCR을 사용하는 경우 인덕터 턴 수를 40개로 줄여야 합니다. 커패시터 C2 및 C3은 특히 네트워크 와이어 간 연결을 위해 고안된 X1 또는 X2 유형(국제 커패시터 지정)이어야 합니다. 케이스에 자기소화성 플라스틱을 사용하여 콘덴서 파손으로 인한 화재를 예방할 수 있습니다. 이 유형의 커패시터 본체에는 정격 전압 250VAC가 표시되어야 하며 이는 교류 네트워크(AC = 교류, 즉 교류)에서의 사용에 해당합니다. 또한 하우징에는 이러한 유형의 커패시터를 테스트하고 교류 네트워크에 사용하기에 적합한 것으로 확인된 테스트 실험실의 기호가 포함되어 있어야 합니다. 좋은 커패시터 케이스에는 일반적으로 많은 실험실에서 테스트를 거쳤기 때문에 이러한 표시가 흩어져 있습니다. 최후의 수단으로 X1 또는 X2 유형의 커패시터 대신 정격 전압이 400V 이상인 금속 필름 또는 종이 커패시터를 사용할 수 있습니다. 저자: A.Kuznetsov, 모스크바
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