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라디오 전자 및 전기 공학의 백과사전 가변 주파수 전기 구동. 무선 전자 및 전기 공학 백과사전
가변 주파수 드라이브의 가장 간단한 버전의 기능 다이어그램이 그림 1에 나와 있습니다.
그 안에는 3상 전기 모터에 전력을 공급하기 위해 그림 2와 같이 서로 위상이 편이된 직사각형 펄스가 사용됩니다.
그림 1 회로의 주요 요소는 광범위한 클록 주파수 튜닝을 갖춘 생성기입니다. 이러한 펄스는 전기 모터에 연결된 전원 모듈의 작동을 제어하는 6상 신호 발생기(3개의 직접 위상 신호와 XNUMX개의 역상 신호)에 공급됩니다. 공급 전압은 정류기에 의해 생성됩니다. 강력한 모터의 경우 정류기는 XNUMX상 네트워크로 구동되고, 저전력 모터의 경우 단상 네트워크에서 전원을 공급하는 것으로 충분합니다. 조정 가능한 생성기 회로의 첫 번째 버전이 그림 3에 나와 있습니다.
발전기는 타이머 KR1006VI1을 기반으로 제작되었습니다. 이러한 생성기는 [2]에 설명되어 있습니다. 그림 3의 회로에서 생성된 펄스의 주파수는 다음 식으로 설명됩니다. F=1,46/(R1+R2+2R3)C. 주파수 튜닝(3Hz ~ 3000Hz)은 전위차계 R1(1회)을 조정하고 스위치 위치 SA500(6회)을 전환하여 수동으로 수행됩니다. 6상 변환기는 주파수를 0,5분주하므로 500Hz부터 XNUMXHz까지의 주파수를 모터에 적용할 수 있습니다. 모터를 저속에서 고속으로 가속해야 하는 경우 스위치 SA3을 사용하여 그림 1 회로의 주파수를 점차적으로 높일 수 있습니다. 이 방식의 단점은 주파수 증가가 갑자기 발생한다는 것입니다. 자동 모드에서 주파수를 원활하게 증가시키려면 전압-주파수 변환기가 적합합니다[3]. 국내 산업에서는 K1108PP1 마이크로 회로라는 한 가지 유형의 변환기만 생산했습니다. 마이크로 회로에는 여러 가지 단점이 있습니다. 주파수 범위는 최대 10kHz이고 양극 전원 공급 장치는 ±15V입니다. 그러나 전기 모터에 전원을 공급하는 데 매우 적합합니다. 그림 1의 회로에서 DA4 칩의 출력 펄스 주파수는 다음 식으로 결정됩니다. =Uin/(kIoR5C2), 여기서 상수 매개변수의 값은 Io=1mA, k=75kOhm입니다.
다이어그램에 표시된 정격에서 주파수는 F = 34Uin입니다. 최대 입력 전압 +15V에서는 약 500Hz입니다. 더 넓은 주파수 범위를 얻으려면 커패시턴스 C2를 비례적으로 줄여야 합니다. 이 계획은 다음과 같이 작동합니다. 전원이 켜지면 커패시터 C1은 저항 R2를 통해 충전을 시작합니다. 이 정격에서 충전 회로의 시정수는 20초입니다. 전체 오버클러킹 프로세스는 약 XNUMX분 동안 지속됩니다. 고저항 회로를 컨버터의 입력과 일치시키기 위해 전계 효과 트랜지스터 VT1의 소스 팔로워가 설치됩니다. 전계 효과 트랜지스터의 입력 특성은 차단 전압이 분산되어 있기 때문에 전위차계 R3에 조정이 도입되었습니다. 핀셋으로 커패시터 C1을 단락하고 소스 VT1에서 제로 전압을 달성해야 합니다. 전위차계 R1은 최대 생성 주파수를 설정하는 데 사용됩니다. 커패시터 C1이 분리되고 필요한 최대 주파수는 주파수 측정기에 의해 설정됩니다. 그림 5는 그림 2의 신호 조절기 다이어그램을 보여줍니다.
회로는 카운터 디코더 DD1로 구성됩니다. 이 디코더의 6개 위치는 신호를 생성하는 데 사용되며, 6번째 위치에서 신호는 카운터를 재설정하도록 설정됩니다. 변환 계수는 2입니다. 그림 XNUMX에서 볼 수 있듯이 위상 A의 신호를 형성하려면 위상 B의 경우 디코더의 처음 XNUMX개 위치(위상 C의 경우 세 번째에서 다섯 번째 위치)를 결합해야 합니다. 다섯번째, 여섯번째 그리고 첫번째. 그림 6은 6개의 VT1-VT6 드라이버로 구성된 XNUMX상 모터에 전원을 공급하기 위한 전원 모듈을 보여줍니다.
각 위상에는 1개의 드라이버가 사용됩니다. 예를 들어 위상 A의 경우 하이 측 드라이버는 VT2이고 로우 측 드라이버는 VT6입니다. 반대 위상 신호는 드라이버 입력에 공급됩니다. 상단 - A 직접, 하단 A - 반전. 이것이 6상 신호가 필요한 이유입니다. 바이폴라 및 고전력 필드 트랜지스터를 모두 드라이버로 사용할 수 있습니다. 여러 회사에서 하나의 패키지에 363개의 드라이버로 구성된 모듈을 생산합니다. 예를 들어 International Rectifier는 CPV4M600 모듈을 생산합니다. 매개변수 포함: 최대 콜렉터-이미터 전압 50V, 최대 펄스 전류 1A. 저항 R3-RXNUMX은 전류 센서이며, 이들의 전압은 모드 제어 노드에 공급되어야 합니다. 보시다시피 펄스 4상 전압을 사용하는 모터의 전원 공급 장치는 실제로 매우 간단하게 구현됩니다. 그러나 이것은 저전력 모터에만 적합합니다. 예를 들어 비디오 카메라와 비디오 레코더에서는 6459상 소형 전기 모터를 사용하여 테이프를 공급하고 BVG의 회전 헤드 블록을 회전시킵니다[1]. 이는 펄스형 XNUMX상 전압으로 구동되며 이를 위해 BVG 모터 드라이버 XRAXNUMXPXNUMX과 같은 특수 미세 회로가 개발되었습니다. 더 강력한 모터를 위해서는 여전히 정현파에 가까운 전압을 생성해야 하기 때문입니다. 구형파 전압은 절연 파괴로 이어질 수 있는 큰 기생 전압 서지를 유발할 수 있습니다. 그림 7은 정현파 신호에 대한 XNUMX레벨 근사치를 보여줍니다.
이 경우 신호는 두 개의 직사각형 시퀀스 A1과 A2를 합산하여 형성됩니다. 그림 7에서 볼 수 있듯이 이러한 신호를 형성하려면 360° 간격을 이미 12개 부분으로 나누어야 합니다. 따라서 그림 5와 같이 하나의 카운터 칩으로는 더 이상 충분하지 않습니다. 논리적 요소의 수가 두 배가 됩니다. 그림 5의 셰이퍼를 3개의 집적 회로에 조립할 수 있는 경우 6레벨 셰이퍼의 경우 XNUMX개가 필요합니다. 별도로 운전자의 질문입니다. 이전 버전에서는 드라이버가 키 모드에서 작동했습니다. 즉, 트랜지스터가 잠겨 있거나 포화 상태로 열렸습니다. 이 경우 트랜지스터의 발열은 매우 적으며 방열판이 필요하지 않습니다. 예를 고려하십시오. 공급 전압 60V, 포화 모드에서 작동 전류 10A. 트랜지스터가 잠겨 있으면 가열되지 않고 개방 상태에서 포화 상태이면 전압 강하가 약 0,1V이므로 전력은 10x0,1 \u1d 0,5W로 방출되지만 반주기에서만 방출됩니다. 이는 평균 전력이 7W임을 의미합니다. 트랜지스터의 선형 작동 모드로 전환하면 소비 전력이 급격히 증가합니다. 예를 들어, 그림 30에 신호의 절반이 있는 경우 트랜지스터 양단의 전압 강하는 5A 전류에서 150V입니다. 전력 1와트. 이 전력이 해당 기간의 6/25에 할당된다는 점을 고려하면 평균 50W의 전력을 얻습니다. XNUMX배 이상! 이제 라디에이터를 설치해야 합니다. 각 드라이버가 병렬로 연결된 두 개의 트랜지스터로 구성되고 신호 A1이 그 중 하나에 적용되고(그림 7) A2가 다른 하나에 적용되는 경우 라디에이터 없이도 가능합니다. 트랜지스터는 여전히 키 모드에서 작동하지만 그 수는 두 배가 됩니다. 정현파 신호의 근사 레벨이 XNUMX개 또는 XNUMX개 이상인 경우 장비의 복잡성은 레벨 수의 제곱에 비례하여 증가합니다. 그러므로 이 길은 절망적이다. 전문 장비에서 사인파 신호는 그림 8과 같은 방식으로 획득됩니다.
클록 신호는 카운터에 공급되며 출력 코드는 사인 테이블을 포함하는 읽기 전용 메모리(ROM)의 주소입니다. 현재 사인 값에 비례하는 디지털 코드는 디지털-아날로그 변환기(DAC)에 공급되어 아날로그 정현파 신호로 변환됩니다. 이를 상부 및 하부 드라이버에 분배하기 위해 트리거와 두 개의 키가 사용됩니다. 첫 번째 반주기에서 정현파 신호는 상위 드라이버로 이동하고 두 번째는 하위 드라이버로 이동합니다. 약 20년 전, 우리는 사인 테이블을 기록한 K568PE1 칩을 양산했습니다. 이제 그녀를 더 이상 찾을 수 없습니다. 따라서 개발자는 ROM 펌웨어 테이블을 직접 컴파일하고 ROM 칩을 프로그래밍해야 하는데, 이는 모든 사람이 사용할 수는 없습니다. 정현파에 가까운 전압을 생성하는 더 쉬운 방법이 있습니다. 이 방법은 그림 9에 나와 있습니다. 선형적으로 증가하는 신호와 선형적으로 하강하는 신호를 곱하면 정현파 신호에 매우 가까운 포물선 신호를 얻게 됩니다.
이 원리를 구현하는 장치의 기능 다이어그램이 그림 10에 나와 있습니다.
생성기는 두 개의 카운터에 병렬로 클록 펄스를 공급합니다. 하나는 합산용이고 다른 하나는 뺄셈용입니다. 감산 카운터의 제로 상태 신호가 양수 카운터의 재설정이라는 사실로 인해 카운터 코드는 서로 조정됩니다. 카운터 코드는 디지털 곱셈기로 전송되고 여기에서 DAC로 전송됩니다. 드라이버 스위칭 시스템은 그림 8과 동일하다. 그러나 이 회로는 기성 곱셈기 마이크로 회로가 있기 때문에 그림 8의 회로보다 구현하기가 더 쉽습니다. 예를 들어, CMOS 시리즈에서는 K561IP5 칩이 있습니다. 다르게 할 수도 있습니다. DAC를 카운터 출력에 배치하고 해당 출력을 K525PS2와 같은 아날로그 곱셈기에 연결합니다. 보시다시피 고품질 가변 주파수 드라이브를 구축하는 것은 생각만큼 쉽지 않습니다. 문학 :
저자: O.N. 파르탈라
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