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라디오 전자 및 전기 공학의 백과사전 DC 전압 변환기 12V 배터리를 AC 전압 220V 50Hz로 변환합니다. 무선 전자 및 전기 공학 백과사전
무선 전자 및 전기 공학 백과사전 / 전압 변환기, 정류기, 인버터 문헌에는 많은 전압 변환기가 설명되어 있지만 거의 모두 심각한 단점이 있습니다. 나는 이러한 단점이 없는 변환기를 설계했습니다. 그렇게 하면서 저는 다음 기준에 따라 진행했습니다. 1. 부하에 공급되는 최대 전력은 1kW 이상이어야 합니다. 이러한 상황으로 인해 우리는 전력 섹션(100-300W 전력 변환기의 "아픈 지점")에서 강력한 트랜지스터를 포기하고 강력한 SCR을 사용해야 했습니다. 2. 컨버터 출력에서 출력 전압의 정현파에 가까운 형태는 부하와 병렬로 연결된 커패시터의 커패시턴스를 선택하거나 전원 섹션에서 전류 인버터를 사용하여 달성됩니다. 3. "통과" 전류 제거. 이 문제는 매우 관련성이 높으며 트랜지스터 또는 사이리스터의 켜기 시간이 끄기 시간보다 짧다는 사실에 있습니다. 한 장치는 켜져서 변압기의 XNUMX차 권선에 전류를 공급하고, 이 순간 이미 꺼져 있어야 하는 두 번째 장치도 권선에 전류를 공급합니다. 나는 SCR을 완전히 닫는 데 충분한 시간만큼 제어 펄스의 지속 시간을 줄여 이 문제를 해결했습니다. 4. 임계값 장치를 사용하면 배터리가 완전히 방전될 때 장치가 자동으로 종료됩니다. 5. 릴레이 회로와 자동 충전기를 사용하여 정전 시 변환기를 자동으로 켜고 네트워크에 전압이 있는 상태에서 배터리를 충전합니다(완전 방전 시 충전기에서 분리). 변환기의 기능 다이어그램은 그림 1에 나와 있습니다.
주전원 전압이 220V인 경우 부하가 네트워크에 연결되고 배터리가 충전기에 연결됩니다. 주전원 전압이 중단되면 12V 배터리 전압이 전압 변환기에 공급되고 부하가 여기에 연결됩니다. 이러한 모든 작업은 자동 충전기를 포함하는 스위칭 장치에 의해 수행됩니다. 마스터 발진기(MO)는 지속 시간이 10ms이고 주파수가 50Hz인 직사각형 펄스를 생성합니다. CG의 출력에서 펄스는 지연선(LZ)과 단안정에 공급됩니다. LZ는 로그 "1" 레벨이 단안정 펄스보다 1μs 늦게 일치 회로에 도달하도록 보장하는 역할을 합니다. 단일 진동기 펄스의 지속 시간은 SG 펄스의 지속 시간에서 차감되며 사용된 사이리스터의 끄기 지속 시간보다 길어야 합니다. 출력 펄스 성형기(PF)는 전력 장치(SP) 사이리스터의 제어 전극에 제어 펄스를 출력합니다. 전압 변환기의 전원 부분에 대한 제어 시스템의 개략도는 그림 2에 나와 있으며 특성 지점의 전압 다이어그램은 그림 3에 나와 있습니다.
SG는 NAND 요소 DD1.1, DD1.2로 만들어졌습니다. 출력의 펄스 주파수는 저항 R1을 선택하여 주파수 측정기를 사용하여 설정됩니다. 50Hz 주파수의 펄스는 통합 체인 R2C2의 LZ를 통해 입력 DD1.4에 공급됩니다. 펄스 지연 시간은 약 1μs입니다. 입력 13 DD1.4는 원샷 DD2.1로부터 펄스를 수신하며, 그 트리거 펄스는 주 발전기 펄스의 양의 전압 강하입니다. 원샷 펄스의 지속 시간은 R3C3 요소에 의해 결정됩니다. SG 펄스의 양의 전압 강하가 입력 12 DD1.4에 나타나는 원샷 펄스의 음의 전압 강하보다 늦게 입력 13 DD1.4에 도달하도록 지연 라인을 사용하고, 입력 1 DD2.1의 음의 서지가 발생하지 않도록 합니다. 응답 시간 트리거 DDXNUMX과 동일한 지속 시간을 갖는 트랜지스터 VTXNUMX을 기반으로 한 펄스. 단일 진동기 펄스의 지속 시간은 턴온 시간이 20μs인 TCh125 유형 전력 섹션의 사이리스터를 안정적으로 닫기 위해 약 6μs로 선택되었습니다. 다른 유형의 사이리스터를 사용하는 경우 R3 및 C3의 정격을 다시 계산해야 합니다. 2μs 지속 시간의 포지티브 제어 펄스가 트랜지스터 VT9,98의 컬렉터에서 제거됩니다. 유사하게, 펄스 Uу2과 역위상인 펄스 Uу1가 생성됩니다. 저항 R8 및 R9의 전력 및 값은 사용된 트랜지스터 유형에 따라 선택됩니다. R9 = R8 < 12 V/Iopen, PR8 = PR9 = 144/R8 = 144/R9. 전압 변환기에 직렬로 연결된 여러 배터리를 사용하는 경우 변압기 T1의 크기가 크게 줄어들며 부하에서 필요한 전력을 얻으려면 전류가 더 낮은 SCR을 선택할 수 있습니다. 컨버터 전원 부분의 회로 설계는 강력한 턴오프 사이리스터를 사용하여 가장 쉽게 해결할 수 있습니다(그림 4).
인버터의 부하는 변압기 T1의 220차 권선입니다. XNUMXV 부하는 변압기의 XNUMX차 권선에 연결됩니다. 변압기는 교육 문헌에 반복적으로 발표된 방법을 사용하여 계산됩니다. 정현파에 가까운 전압 파형을 얻기 위해 커패시터를 부하에 병렬로 연결합니다. 용량은 부하에 따라 다르며 실험적으로 결정됩니다. 제어 펄스 Uу1이 있으면 사이리스터 VS1 및 VS4가 켜지고 VS2 및 VS3이 꺼집니다. 변압기 권선 w1은 왼쪽 끝이 양극 전원 버스에 연결되고 오른쪽 끝이 음극 전원 버스에 연결되며 그림 4와 같이 전류가 흐릅니다. Uу1이 없고 Uу2가 있으면 VS1 및 VS4가 꺼지고 권선 w1의 전압 및 전류 방향이 변경됩니다. VS1 및 VS4가 시간 t2에서 잠기면 VS2 및 VS3에 잠금 해제 펄스가 도착함에도 불구하고 인덕턴스 Ln의 존재로 인해 부하 전류가 방향을 유지하는 경향이 있습니다. VS1 및 VS4를 잠근 후 부하 전류 경로를 열기 위해 사이리스터는 다이오드 VD10 - VD40으로 분류됩니다. 따라서 t2에서의 부하 전류는 컨버터의 전원 부분을 구성하기 위한 보다 복잡한 회로 솔루션은 그림 5에 표시된 전류 인버터를 사용하는 것입니다.
유도 사이리스터 조정기를 갖춘 현재 인버터는 무정전 전원 공급 장치와 같은 산업 분야에서 널리 사용되며 그 전력은 수백 킬로와트에 이릅니다. 출력 전압 형태는 정현파에 가깝기 때문에 AC 측에서 필터 없이 사용할 수 있습니다. 스무딩 초크 Ld의 인덕턴스가 크기 때문에 인버터 전류 id(소스 전류 E)는 이상적으로 스무딩된 것으로 간주할 수 있습니다. 포지티브 펄스 Uу1은 사이리스터 VS1 및 VS4를 열고 포지티브 펄스 Uу2는 사이리스터 VS2 및 VS3을 엽니다. 사이리스터에 의해 수행되는 주기적인 스위칭 덕분에 인버터 id의 입력 전류는 브리지 대각선에서 직사각형 교류로 변환됩니다. 커패시터 SK는 스위칭 커패시터입니다. 트랜지스터에 차단 전압을 생성하는 역할을 합니다. 부하 값에 대한 부하 전압의 강한 의존성을 제거하기 위해 유도성 부하(VS5, L 요소)가 있는 조정 가능한 AC 전압 변환기가 사용됩니다. 소비되는 전류는 1차 고조파를 가지며, 전압에 대한 위상 변이는 항상 π/2와 같습니다. 전류의 1차 고조파 진폭은 제어 각도 α에 따라 달라지며, 이는 전압 변경 순간 Un에 대한 VS5의 제어 펄스의 위상 변이와 같습니다. 따라서 이 전압 변환기 회로는 제어된 인덕턴스로 간주됩니다. 제어 회로를 사용하여 각도 α를 변경하여 iL을 조정함으로써 전류 in과 전압 Un 사이의 이동 각도 β가 변하지 않고 유지되는 동일한 전류 iL을 설정해야 합니다. 그러면 부하의 전압은 다음과 같은 경우 일정하게 유지됩니다. 현재 변경사항을 로드합니다. Sk, Ld, L 계산 공식. 일반 정류의 경우 전압과 전류 사이의 이동각 β는 β≥Ωtoff여야 합니다. 여기서 Ω = =2πf = 314s-1 각 주파수; toff - 사이리스터를 끄는 시간입니다. tgβ = = bc/(yсosɛн tgɣн), 여기서 bc = ΩC 커패시터 Ск의 전도도 계수; yn = 1/zн 부하 전도율 계수. 유효 부하 전력 Рн = Еid = =Unincosϕ. 커패시터 Qc의 무효 전력 = = U2нωСк. 무효 부하 전력 Qн = Рнtgϕн. 인버터 Qi = Qc - Qn이 소비하는 무효 전력. 부하 전압 Un = 0,35πE[1 + (ΩCк /yн cosψ - tgψн)2]1/2. 용량 Sk = Рн(tgβ + tgψ)/ΩU2н. β<π/1인 경우 인덕터 Ld≥ {E[6 - cos(β + π/72)]cosψ}/6fPнcosβ의 인덕턴스. β≥π/2인 경우 Ld≥ E2sin144β/2fPнos6β; 유도 부하 L≥1,4Unsin(α- π/2)/ΩiL ≥ 1,4Un.woiL, 여기서 α는 트라이악 VS5의 제어 각도, iL = Iw1maxsin(α - π/2)입니다. Triac VS도 현재 iL에 따라 선택됩니다. VS5 트라이악을 제어하기 위한 회로도는 그림 6에 나와 있습니다. 이 회로는 2.1ms 이하의 지속 시간으로 펄스를 생성하는 단일 진동기 DD10을 기반으로 구축되었습니다(커패시터 C1의 커패시턴스 선택). 원샷 펄스는 제어 회로에서 트리거됩니다(그림 2). 펄스 지속 시간은 저항 R1에 의해 조절됩니다. 트라이악 Uу2의 제어 펄스는 트랜지스터 VT3의 컬렉터에서 제거됩니다. 저항 R3의 값과 전력은 전력 섹션에서 선택한 트라이악 VS5의 개방 전류에 따라 달라집니다. R3 < E/Iopen; PR3= = E2/R3. 필요한 부하 전력이 200~300W를 초과하지 않는 경우 변환기의 전력 부분은 그림 7의 다이어그램에 따라 트랜지스터를 사용하여 만들 수 있습니다. 그림 2에 따른 제어 시스템의 회로 설계를 통해 "통과 전류" 효과가 없음이 보장됩니다. 저자: A.N.만코프스키
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