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라디오 전자 및 전기 공학의 백과사전 스위칭 전원 공급 장치의 회로 설계. 무선전자공학 및 전기공학 백과사전
스위칭 전원 공급 장치(UPS)는 가정용 및 산업용 장비에 점점 더 많이 사용되고 있습니다. 최신 UPS 회로는 요소 수 측면에서 선형 전원 공급 장치와 동일하며 여러 측면에서 선형 전원 공급 장치의 성능을 초과하도록 개발되었습니다. 220V의 교류 전압이 있는(과부하 또는 위상 불균형 모드에서) 네트워크에서 UPS를 작동하면 160V에서 280V까지의 매개변수 확산이 선형 전원 공급 장치에 비해 큰 이점을 제공합니다. 또한 높은 효율성을 통해 네트워크의 에너지 소비를 크게 줄일 수 있습니다(저소득층 가족에게 중요함). 스위칭 전원 공급 장치는 단일 주기 전압 변환기(OSC)와 푸시풀로 구분됩니다. 차례로, 단일 종단 컨버터는 다이오드의 역방향 연결(RPNO)(플라이백)(그림 1, a)과 다이오드 RFNP(순방향) 그림 1, b의 직접 연결을 통해 PN으로 구분됩니다.
푸시풀형은 하프 브리지 스위칭 회로(그림 2, a)와 브리지 스위칭 회로(그림 2, b)가 있는 PN으로 구분됩니다.
[1]의 분석에 따르면 PN 적용 범위는 부하 전력에 따라 달라지며(그림 3), PN 스위칭 회로는 다릅니다. 수입 가정용 장비에서는 플라이백 PN 회로가 요소 수가 매우 적기 때문에 가장 자주 찾을 수 있습니다. 그러나 이 회로가 정상적으로 작동하려면 우크라이나 시장의 다양한 전자 부품에서는 사용할 수 없는 고품질 요소가 필요합니다. 품질이 낮은 무선 구성 요소의 작동은 많은 UPS 표시기에 큰 영향을 미칩니다.
다이오드를 역방향으로 연결한 단일 종단 전압 변환기의 작동을 고려해 보겠습니다. 트랜지스터 스위치가 꺼지는 순간 에너지가 부하로 전달되기 때문에 플라이백이라고도 합니다. 그림 4는 최신 플라이백 펌프의 단순화된 다이어그램을 보여줍니다.
기간 t0 - t1. 공급전압 +Ep가 인가되자마자 전류는 Rogr, RD1, RD2를 통해 흐르고, C3은 트랜지스터 VTk의 B-E 접합인 Rogr, Rd1, C3을 통해 전류가 충전된다(그림 5,a). 트랜지스터 VTk는 점차적으로 t0 t1(그림 5, b)을 열고 컬렉터 전류 IKVT가 발생하여(그림 5, c) 경로를 따라 흐르며: + Ep, Rogr, w1, 트랜지스터 VTk의 전이 EB - 접지. 자기 유도 법칙(권선의 지점 시작)에 따라 w2에 적용된 전압과 동일한 극성의 EMF가 권선 w1에 유도됩니다. 자기 유도 EMF 플러스는 VD1, Rb를 통해 B-E 전환 VTk에 적용되며 트랜지스터는 더욱 잠금 해제됩니다.
부하 회로에는 전류가 흐르지 않습니다. 콜렉터 회로 전류 VTk는 트랜지스터가 포화될 때까지 증가하고 w1의 인덕터 전류는 6에서 ILmax로 증가하며 콜렉터 전류가 변화하고 증가하는 동안 인덕터 코어 L의 자화가 발생합니다.그림 1은 히스테리시스 루프를 보여줍니다. 자기장 강도는 권선 w1에 흐르는 전류에 정비례하므로 Iw6= H1/w, 여기서 H는 자기장 강도입니다. l은 자력선의 경로 길이입니다. w가 회전 수이면 인덕터 코어의 자기장 강도도 XNUMX에서 HIm까지 점진적으로 증가합니다(그림 XNUMX, 곡선 XNUMX).
기간 t1 - t2. 트랜지스터 VTk의 포화 순간(이 순간은 회로의 설계 특징으로 인해 코어의 포화 순간과 일치하지 않음)에 트랜지스터 VTk의 콜렉터 전류가 최대값에 도달합니다(모든 주요 n-p-n 접합의 캐리어가 포함됨) 변경되지 않습니다. w1에서는 인덕터 전류도 변하지 않습니다. 이는 자기 유도 EMF가 더 이상 w2에서 유도되지 않음을 의미합니다. 이 경우 VTk는 잠겨 있습니다. 인덕터 코어 L은 자기화되기 시작하고, 자기 유도 EMF는 w3에서 극성을 반대 방향으로 변경하므로 코어의 에너지가 부하로 전달됩니다. 이 경우 전류는 w3부터 VD2까지 그리고 Rн, Sph에 나타납니다. EMF의 부호가 변경되었으므로 w2에는 전류가 흐르지 않으며 VTk는 최종적으로 닫힙니다. C3은 이미 충전되어 VTk를 열 수 없습니다. 감자 전류 Im은 점차적으로 t1 t2를 감소시킨다(그림 5d). 자기장 강도도 A 지점에서 Br 지점으로 점차 감소합니다(그림 6, 곡선 2). 커패시터 SF2는 빠르게 충전되고 부하 전류는 Rн을 통해 흐릅니다. 자기장 강도가 3으로 떨어지면 w60의 전류가 멈추고 코어에는 자기장 유도 Br의 잔류 값이 있으므로 코어가 완전히 감자되지 않습니다(완전한 감자를 위해서는 보자력 -Hc를 적용해야 함). .푸시-풀 브리지 또는 하프 브리지 회로에서 코어는 회로의 반대쪽 암에서 자기화되고 재자화됩니다. 이 기능은 Bm(공식에서 유도의 진폭 값)이 80이므로 초크를 계산할 때 매우 중요합니다. -표 값보다 (코어 품질에 따라) XNUMX% 적습니다. 기간 t2 - t3. 인덕터 코어가 잔류 값 Br로 감자되자마자 자기장 강도가 변하지 않고 3과 같을 때 w2의 전류 흐름이 멈추고 w2의 EMF 부호가 반대 방향으로 변경되면 VTk가 열리기 시작합니다. 결과적으로 베이스 전류에 따라 콜렉터 전류 VTk가 증가하고 w1을 통한 전류 증가로 인해 wXNUMX에서 EMF가 증가합니다. 트랜지스터 VTk는 포화될 때까지 열리고(그림 5, c), 코어가 자화되고(그림 6, 곡선 3), HIm의 A 지점에서 유도 값 BS가 해당합니다. 계산할 때 Bm 대신 차이 ΔB = Bs - Br을 사용합니다. 즉, 컨버터는 전용 히스테리시스 루프에서 작동합니다. 따라서 단일 종단 전압 변환기에서는 최소 Br과 최대 Bs(좁은 히스테리시스 루프)를 갖는 페라이트가 사용됩니다. 고주파 페라이트에도 유사한 루프가 존재하므로 많은 외국 회사에서는 변환 주파수가 0,1~1MHz인 변환기를 만듭니다. 이러한 주파수에서 변환기를 작동하려면 고품질 RF 요소(전력)를 사용해야 합니다. 개방 상태 VTk의 지속 시간은 컬렉터 전류 Ikmax, 인덕턴스 L 및 전원 전압 Ep의 진폭에 의해 결정되며 출력 부하에 의존하지 않는다는 점에 유의하는 것이 중요합니다. 닫힌 상태의 지속 시간은 부하에 따라 직접적으로 달라집니다. 따라서 PN의 세 가지 작동 모드가 구별됩니다. 1차 간헐전류 모드 부하 저항은 낮습니다(거의 단락되고 커패시터 SF2는 충전할 시간이 없으며 전압 및 전류 맥동은 Rн에서 관찰됩니다. 2차 연속 전류 모드 부하의 전류가 리플 없이 흐르고 전압이 일정하도록 Sph에 충분한 에너지가 축적됩니다. OP 전용 3번째 모드 그러나 - 유휴 모드. 부하가 미미하거나 완전히 꺼지면 트랜지스터의 닫힌 상태 지속 시간이 증가하지만(자기소거 전류의 느린 감쇠로 인해) 변압기의 자기장에 저장된 에너지는 변하지 않기 때문에 전압이 켜집니다. 2차 권선은 부하에 따라 무한대로 증가합니다. SFXNUMX가 과전압으로 인해 폭발할 수 있으므로 이 모드는 가장 위험합니다. 따라서 어떤 상황에서도 플라이백 전압 변환기를 x.x 모드에서 사용해서는 안 됩니다. (예외에는 레이저 시스템, 사진 플래시 및 고전압 의료용 저장 장치가 포함됩니다). PN 플라이백 초크의 코어. 코어는 주로 페라이트로 만들어집니다. 페라이트는 산화철과 하나 이상의 2가 금속 산화물의 소결 혼합물입니다[XNUMX]. 페라이트는 매우 단단하고 부서지기 쉬우며 세라믹과 유사한 기계적 특성을 갖습니다(주로 짙은 회색 또는 검정색). 페라이트의 밀도는 금속 자성체의 밀도보다 현저히 낮으며 4,5~4,9g/cm3입니다. 페라이트는 연마재로 잘 연마되고 연마됩니다. 잘 알려진 기술을 사용하여 BF-4 접착제로 붙일 수 있습니다 (사포로 긁고, 휘발유로 탈지하고, 접착제를 바르고 조금 말리고, 프레스로 몇 시간 동안 단단히 누르되 페라이트가 쪼개지지 않도록) . 페라이트는 반도체이며 전자 전도성을 가지고 있습니다. 저항률(브랜드에 따라 다름)은 10~10입니다.10 옴 x cm 표 1
강자성 재료의 주요 특성은 표 1에 나와 있습니다.
현대의 연자성 페라이트는 전자기 매개변수와 목적이 다른 여러 그룹으로 나눌 수 있습니다. 페라이트 등급 지정에서 숫자는 초기 투자율의 공칭 값에 해당하고 첫 번째 문자 H는 페라이트가 저주파임을 의미하고 두 번째 문자 M은 망간-아연 페라이트, H는 니켈-아연을 의미합니다. 문자 HF는 페라이트가 고주파수에서 작동하도록 설계되었음을 나타냅니다. 6000NM, 4000NM, 3000NM, 2000NM, 1500NM, 1000NM 등급의 페라이트는 약한 필드와 강한 필드 모두에서 최대 수백 kHz의 주파수에서 사용됩니다. 약한 자기장에서는 온도 안정성에 대한 요구 사항이 증가하지 않는 경우 이 그룹의 페라이트가 사용됩니다. 처음 세 등급의 페라이트는 두께가 0,1-0,02mm 이하인 퍼멀로이 시트 대신 자기 코어에 사용하는 것이 좋습니다. 2000НМ1, 1500НМI, 1500НМ2, 1500НМ3, 1000НМ3 및 700НМ 등급의 페라이트는 최대 3MHz의 주파수에서 약하고 중간 필드에 사용하도록 설계되었습니다. 넓은 온도 범위에서 손실이 낮고 TKμ가 낮습니다. 넓은 온도 범위에서 열 안정성 μ에 대한 요구 사항이 증가함에 따라 마지막 세 등급의 페라이트를 사용하는 것이 바람직합니다. 2000NN, 1000NN, 600NN, 400NN, 200NN 및 100NN 등급의 페라이트는 최대 수 MHz 주파수 범위의 약한 필드에 사용됩니다. 처음 세 등급의 페라이트는 동일한 µ 값을 갖는 망간-아연 페라이트보다 훨씬 열등하지만 가격이 저렴하므로 안정성과 손실에 대한 요구 사항이 낮은 다양한 장비에 널리 사용됩니다. 다른 페라이트는 회로 코일과 자기 안테나에 널리 사용됩니다. 150VCh, 100VCh, 50VCh2, 30VCh2 및 20VCh 등급의 페라이트는 최대 100MHz 주파수의 약한 필드에 사용하도록 고안되었습니다. 넓은 온도 범위에서 손실이 적고 TKμ가 낮은 것이 특징이므로 고주파 인덕터 및 휴대용 라디오 수신기의 안테나에 가장 널리 사용됩니다. 300НН, 200НН2, 150НHI, 90НН, 60НН, 55НН, 33НН 및 10ВЧ1 등급의 페라이트는 높은 필드에서 낮은 손실을 특징으로 합니다. 이들의 주요 목적은 자화에 의해 조정 가능한 회로 코일의 코어와 자기 변조기 회로용입니다. 약한 장 tgδ 및 TKμ에는 HF 그룹의 페라이트보다 이러한 페라이트가 훨씬 더 많습니다. 연자성 페라이트에 대한 기본 데이터는 표 2에 나와 있습니다. SI 시스템의 변환 단위: 1Gs - 10-4 Tl. 표 2
플라이백 PN 코어는 U자형 또는 W자형 자기 코어 형태로 제조됩니다(그림 7).
변압기는 초크 역할을 하기 때문에 코어의 한 면은 연마재(다이아몬드 줄이 바람직함)로 채워져 있습니다. 비자성 간격은 0,1~0,3mm 이내로 만들어지며, 조립 중에 판지가 간격에 삽입됩니다. W자형 자기 코어의 가장 일반적인 전체 치수는 표 3과 그림 8에 나와 있습니다. 표 3
플라이백 초크 PN 계산 인덕터 코어는 포화 상태에 빠지지 않고 작은 간격에 필요한 피크 에너지를 저장해야 하며 자기 회로에서 허용 가능한 손실을 가져야 합니다. 또한 허용 가능한 권선 손실을 보장하려면 필요한 회전 수를 수용해야 합니다. 잘 알려진 공식 [3]을 사용해 보겠습니다. Pgab = IkUk = 4fwkBmSc10-4익; (하나) 영국 = 4fwkBmSc10-4, (1a) 여기서 Rgab는 변압기의 전체 전력, W입니다. Ik - 평균 컬렉터 전류, A; Uk는 인덕터의 0,7차 권선에 인가되는 전압 V입니다. f - 변환 주파수, Hz; Bm - 자기장 유도, T(단일 사이클 PN의 경우 Bm = Bs - Br은 표 값에서 약 2입니다.) Sc는 자기 코어의 단면적, cmXNUMX입니다. wk는 XNUMX차 권선의 감은 수입니다. (1)에서 XNUMX차 권선의 권수는 다음과 같이 찾을 수 있습니다. w1 = 0,25Uk104/(fBmSc). (2) 초크 인덕턴스: L = µ0 µr (w1)2 Sc/l, (3) 어디서? L - 인덕턴스, H; μ0 = 4π10-7 - 절대 투자율; µr - 상대 투자율; Sc는 자기 회로의 단면적, m2입니다. l은 자력선의 경로 길이, m입니다. 필요한 코어 단면을 대략적으로 추정하려면 다음 표현식을 사용할 수 있습니다. Sc = (10...20) (Pn/f)1/2(4) 여기서 Pn - 부하 전력, W; Sc는 코어의 단면적, cm2입니다. f - 변환 주파수(Hz) 식 (2)와 (4)를 사용하고 표 2의 데이터를 분석하여 코어의 전체 치수와 1차 권선의 권선 수를 찾습니다. XNUMX차 권선 및 기타 권선의 경우 wн = wXNUMX Uk/Un, 여기서 Un은 부하에 걸친 전압입니다. 계자 권선 w2(그림 4 참조)의 경우 약 5V의 전압이 권장됩니다. d = 1,13(I/j)1/2(5) 여기서 d는 와이어 직경, mm입니다. I - 권선의 평균 전류, A; j는 권선의 전류 밀도(2,5~5A/mm2 권장)이며 내부 권선의 경우 전류 밀도가 가장 낮아야 합니다. 계산을 확인하기 위해 각 권선이 차지하는 면적을 계산하고 합산하면 다음 부등식을 만족해야 합니다. 속 = w1d1 + w2d2 + w3d3 + ... + wndn + hz, (6) 여기서 Sok는 창 영역 cm2의 표 값입니다. wn 권선 n의 권수; dn - 권선 n의 와이어 직경; hz는 프레임과 권선 간 단열재의 총 두께입니다. 변압기 권선이 감겨지는 프레임은 플라스틱으로 압착되거나 전기 판지로 접착되거나 적층 텍스타일, 합판 또는 전기 판지로 만든 개별 부품으로 조립되며 작은 크기의 경우 모든 판지가 사용됩니다. 판지 프레임의 표준 제조는 [4]에 자세히 설명되어 있으며 저전력 변압기의 경우 저자는 변압기 제조를 위한 두 번째 방법을 제안합니다(그림 9). 9개의 공백으로 구성됩니다. 슬리브는 판지로 만들어지며 (그림 1, b) 공작물의 선 2이 가볍게 절단 된 후 평행 육면체로 감겨지고 가장자리 3는 티슈 페이퍼로 윤곽 XNUMX을 따라 접착됩니다. 블랭크(그림 9a)는 2개 분량으로 제작된다. 동시에 코어 1을 잘라내고 구멍 D0,3mm를 주사기 바늘로 조심스럽게 가장자리를 따라 펀칭한 후 번호를 매깁니다(프레임의 위쪽 절반에 H1, H2, H3, .. ., 하반부는 K1, K2, K3, ...)입니다. 프레임의 위쪽과 아래쪽 절반은 티슈 페이퍼로 슬리브에 접착되고 구조는 몇 시간 동안 무거운 물체 아래에 남아 있습니다. 프레임의 권선 권선은 [4]와 유사하게 다음 순서로 수행됩니다: Wcontrol, W1, Wload(실험 옵션의 경우 Wcontrol이 마지막일 수 있음).
조립 페라이트 로드는 권선이 감겨진 프레임에 삽입됩니다. 간격을 채우기 위해 먼저 0,2mm 두께의 정사각형 판지를 코어 중 하나에 접착합니다. 코어의 측면을 조립한 후 코어 주위에 동박으로 붕대를 만들고 펴서 납땜합니다. 주요 트랜지스터의 특징 트랜지스터 VTk의 콜렉터 부하는 인덕턴스 L이 있는 초크이므로 VTk를 잠그는 순간 콜렉터에 전압 서지가 발생합니다(그림 10, a, 곡선 1). 컬렉터 전류의 감소는 즉시 발생하지 않고 컬렉터-이미터 접합의 소수 캐리어가 재흡수되는 동안 발생합니다(그림 10b). 컬렉터의 전압은 인덕턴스 L의 존재와 컬렉터-이미터 접합의 커패시턴스로 인해 정현파로 변합니다. 결과적으로 VTk는 K-E 전이에서 많은 양의 에너지를 소멸시켜 열로 변합니다. 따라서 VTk가 과열되어 실패할 수 있습니다. 이 효과를 방지하기 위해 RCD 회로를 사용하여 콜렉터 전류 감소 tc (그림 3, a)의 시작을 기준으로 콜렉터 전압 증가 (곡선 2) 앞에 시간 지연 t10을 생성합니다 (그림 11, a). .1). VTk가 꺼지면 인덕터의 누설 인덕턴스를 통해 흐르는 전류가 VDdf를 통해 댐핑 커패시터 Sdf를 충전합니다. VTk 잠금을 해제한 후 Sdf는 Rр 및 K-E VTk를 통해 방전됩니다. 이 회로는 컬렉터 접합에 의해 소산되는 순간 전력의 임의의 작은 값을 달성할 수 있습니다[XNUMX]. 그러나 이 전력을 줄이려는 욕구는 SDF에 축적된 에너지의 증가로 이어지며 이는 기생적이며 유용한 전력에서 차감됩니다.
부하에 고전력을 사용하는 경우 컨버터가 정상적으로 작동하려면 트랜지스터에 특수 스위칭 모드를 구현해야 합니다. 두 가지 일시적 프로세스를 고려해 보겠습니다. OE로 n-p-n 트랜지스터를 켜는 전환 과정, 양의 베이스 전류의 점프가 입력에서 지정된 경우(그림 12) [5].
스위치를 켜는 초기 단계에서는 콜렉터 전류가 작고 b 값이 작으며 트랜지스터의 차동 입력 저항이 높습니다. 따라서 베이스 전류는 이미터의 입력 커패시턴스를 충전하고 동시에 이미터의 전압은 트랜지스터의 온 상태에 따라 0,7에서 특정 값 Ueo로 변경된다고 가정할 수 있습니다. 실리콘 트랜지스터의 경우 Ueo = 3V. 스위치 온의 첫 번째 단계는 지연 시간 t13을 갖습니다(그림 XNUMXb). 다음 단계(콜렉터 전류의 상승)에서 베이스 전류는 베이스에 캐리어 전하를 축적하게 됩니다. 과도 과정 중에 컬렉터 회로에 저항 Rk가 있으면 컬렉터 접합의 전압이 변경되고 장벽 커패시턴스 Ck가 재충전되어 과도 과정의 지속 시간이 늘어납니다(그림 13, c) tнр. 트랜지스터가 스위칭 모드에서 작동할 때 잠금 해제 베이스 전류가 입력에 공급되며 이는 트랜지스터 Ibn = Ikn/β의 포화 전류보다 큽니다. 이 전류는 베이스 Qgrn = Ibn τ에서 전자의 경계 전하에 해당합니다.
음의 기본 전류 펄스로 트랜지스터를 끄는 과정 Ib = - Ib2. 시간 t2(그림 13, a)에서 베이스 전류는 ΔIb = Ib1+ Ib2 값만큼 갑자기 감소합니다. 베이스에 있는 정공의 과잉 전하는 두 가지 이유로 감소합니다. 즉, 정공과 전자의 재결합 및 베이스 전극을 통해 외부 회로로 베이스에서 정공이 제거되기 때문입니다. 비슷한 방식으로 소수 캐리어(전기적 중성으로 인해 정공의 전하와 수치적으로 동일한 전자)의 과잉 전하가 감소합니다. 컬렉터 전류의 변화는 일정 시간(베이스에서 과잉 전하가 흡수되는 시간) 후에 시작됩니다. 잠금 해제 베이스 전류 Ib1이 증가함에 따라 흡수 시간은 증가하고 잠금 해제 베이스 전류 Ib2가 증가함에 따라 감소합니다. 재흡수 단계 후에 컬렉터 전류의 음전면 형성 단계가 이어지며, 그 지속 시간을 컬렉터 전류의 감쇠 시간 tсп라고 하며 Ib2가 증가함에 따라 감소합니다. 그러나 tnr을 강제로 켜고 tsp를 끄더라도 물리적인 한계가 있다는 점을 명심해야 합니다. 이 시간은 베이스를 통과하는 전자의 비행 시간보다 작을 수 없습니다. 문학 :
저자: A.V.Kravchenko
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