ADC KR572PV5의 적용. 계획, 설명

ADC KR572PV5 적용. 무선 전자 및 전기 공학 백과사전

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KR572PV5 ADC의 목적은 디지털 표시기에 의한 신호 레벨의 후속 표시를 위해 아날로그 신호의 전압을 디지털 형식으로 변환하는 것입니다. 이 장치는 액정 572자리 디지털 표시기와 함께 작동하도록 설계되었습니다. KR5PVXNUMX 마이크로 회로는 CMOS 기술을 사용하여 제조됩니다.

변환기(그림 1)는 아날로그 및 디지털 부품으로 구성됩니다. 아날로그는 전자 스위치 S1-S11, 리피터 모드에서 작동하는 버퍼 연산 증폭기 DA1, 연산 증폭기 DA2의 적분기 및 비교기 DA3을 포함합니다. 디지털 부분은 생성기 G1, 논리 장치 DD1, 펄스 카운터 DD2, 출력 디코더 DD3이 있는 메모리 레지스터를 포함합니다.

그림 1(확대하려면 클릭)

컨버터는 이중 적분의 원리를 이용하는데, 방전된 적분 커패시터 Sint는 처음에 측정된 전압에 비례하는 전류로 일정 시간 충전되었다가 일정 시간 동안 XNUMX이 되는 전류로 방전된다. 커패시터가 방전되는 시간은 측정된 전압에 비례합니다. 이 시간은 펄스 카운터로 측정됩니다. 출력에서 신호가 표시기로 전송됩니다.

측정된 전압 Uin은 컨버터의 입력(핀 30 및 31)에 공급됩니다. 그리고 출력에 36 및 35 - 예시적인 Uarr. 측정 주기(그림 2)는 신호 통합, 즉 통합 커패시터(ICC) 충전, 통합 커패시터(RIC) 방전 및 자동 영점 보정(ACC)의 1단계로 구성됩니다. 각 단계는 MOS 구조의 트랜지스터에서 스위치 S11-S1에 의해 수행되는 변환기 요소의 특정 스위칭에 해당합니다. 그림의 다이어그램에서 02 스위치의 비문은 "접점"이 닫히는 단계를 나타냅니다. 카운터 DXNUMX에 의해 정확하게 설정된 스테이지의 지속 시간은 클록 주파수 ft의 주기에 비례합니다.

ADC KR572PV5의 적용
Pic.2

클록 주파수의 4000주기 동안 지속되는 ZIK 단계 동안 스위치 S1, S2 및 버퍼 증폭기 DA1을 통한 입력 신호는 적분기 DA2의 입력으로 공급됩니다. 이로 인해 인가된 입력 전압에 비례하고 해당하는 부호에 해당하는 Sint 커패시터에 전하가 축적됩니다. OA2 적분기의 출력 전압은 입력 신호에 비례하여 일정한 비율로 변합니다.

ZIK 단계가 시작될 때까지 커패시터 Sint 및 Sakn의 전하와 연산 증폭기 DA1-DA3의 제로 바이어스 전압이 2과 같다고 가정합니다(Sakn은 자동 제로 보정 장치의 스토리지 커패시터). DA3 적분기의 입력 전류가 작기 때문에 커패시터 Sakn 양단에 전압 변화가 없으며 실제로 적분 프로세스에 영향을 미치지 않습니다. 커패시터 Sobr은 기준 전압 소스에서 Uobr까지의 이전 주기에서 충전된 상태를 유지합니다. ZIK 단계의 끝에서 비교기 DA2은 적분기 DA3의 출력에서 전압의 부호에 의해 입력 전압의 부호를 결정합니다. DAXNUMX 비교기의 감도는 신호가 XNUMX 카운트보다 훨씬 적은 경우에도 입력 신호의 극성을 올바르게 결정하는 정도입니다.

컨버터가 RIC 단계에서 작동할 때 적분기 DA2에 대한 입력 신호는 수신되지 않습니다. 스위치 S7, S8 또는 S6, S9는 기준 전압으로 충전된 커패시터 Sobr에 의해 입력에 연결되며 커패시터 Sint가 있는 이러한 극성(하나 또는 다른 스위치 쌍을 선택하는 이유)에서 퇴원.

방전은 커패시터 Sint가 완전히 방전될 때까지, 즉 연산 증폭기 DA2의 출력 전압이 3이 될 때까지 지속됩니다. 이 순간에 Sint 커패시터와 병렬로 연결된 DA2 비교기가 트리거되고 RIC 단계가 완료됩니다. 커패시터 Sobr 및 Sakn의 충전량은 실제로 변경되지 않습니다. 클록 펄스의 주기 수로 표시되는 커패시터 Sint의 방전 시간은 카운터 DD3에 기록된 측정 결과입니다. 카운터 상태는 DDXNUMX 레지스터에 다시 쓰여지고 XNUMX개 요소 코드로 디코딩된 후 신호가 표시기로 전송됩니다.

전압 Uin의 부호가 그림에 표시된 것과 반대일 때. 도 1에서, 지시자 HG1의 요소 g1은 빼기 부호를 나타낸다. 과부하 시 최상위 숫자의 숫자 1과 마이너스 기호(음의 전압용)만 디스플레이에 남습니다.

단계 AKN은 논리 장치 DD2이 스위치 S1, S3 및 S4을 "접점을 닫을" 때 카운터 DD11의 종료로 시작합니다. 결과적인 추적 시스템은 연산 증폭기 DA1-DA3의 "제로" 오프셋을 보상하는 전압으로 커패시터 Sint 및 Sakn의 충전을 제공합니다. ZIK 및 RIK의 다음 두 단계 동안 변경되지 않은 상태로 유지됩니다. 결과적으로 "제로" 시프트로 인해 오류가 입력으로 감소하고 온도 드리프트가 10μV를 초과하지 않습니다.

모든 변환기 노드의 작동은 내장된 클록 생성기에 의해 제어됩니다. 펄스의 반복 속도는 외부 요소 Rg 및 Cr에 의해 결정됩니다. 50Hz의 배수인 주파수 값과의 주전원 간섭을 억제하려면 적분 중에 클록 발생기 Tt의 4000주기와 동일하게 주전원 전압 주기의 정수 Nc가 맞도록 클록 주파수를 선택해야 합니다(시간 전원 주기는 20ms입니다).

따라서 4000Тт = 20Nc ms, 여기서 Nc = 1, 2, 3 등입니다. 따라서 1m = 1/Tm = 200/Nc kHz, 즉 200, 100, 67, 50, 40kHz입니다. 더 작은 값은 일반적으로 사용되지 않습니다. 클록 발생기의 주파수 설정 회로의 정격은 Cr = 0,45 / ft * Rg 공식으로 계산됩니다. 단자 39와 40 사이의 주파수 안정성을 높이기 위해 수정 공진기가 포함될 수 있습니다(이 경우 Rg 및 Cr 요소는 필요하지 않음). 컨버터가 외부 발생기에서 작동할 때 클록 펄스가 핀에 적용됩니다. 40; 핀. 38과 39는 무료입니다.

장치의 입력 전압 제한은 기준 전압 Uobr에 따라 달라지며 Uin.max=±1,999 Uobr 비율에 의해 결정됩니다. 표시기의 현재 판독값은 1000 Uin / Uobr과 같은 숫자로 표시되어야 하지만 실제로는 0,1 ... 0,2% 낮습니다. 50kHz의 클록 주파수에서 측정 주기는 320ms입니다. 즉, 장치는 초당 3번의 측정을 수행합니다.

변환기를 켜기위한 일반적인 회로, 액정 표시기와의 연결 및 표시기의 소수점을 제어하는 데 필요한 3 개의 EXCLUSIVE OR 요소가 그림 7에 나와 있습니다. 10. 변환기는 1 ~ 26V 범위의 안정적인 전압을 갖는 단극 전원 공급 장치용으로 설계되었습니다. 전원의 양극 선은 핀에 연결됩니다. 9 및 음수 - 핀에. 1. 공급 전압이 25V ± 5%이고 주변 온도가 1,8 + 100°C일 때 최대 전류 소비는 XNUMXmA를 초과하지 않는 반면 변환 오류는 최하위 자릿수를 넘지 않습니다. 입력 저항은 누설에 의해서만 결정되며 XNUMXMΩ을 크게 초과합니다.

ADC KR572PV5의 적용

변환기에는 2,9개의 내장 전원 공급 장치가 있습니다. 하나는 0,5 ± 5V 전압이고 다른 하나는 약 1V입니다. 첫 번째 플러스는 핀에 연결됩니다. 32 및 마이너스 - 핀 포함. 1(이 출력은 컨버터의 아날로그 부분의 공통 와이어로 간주됨). 두 번째 소스에는 동일한 핀에 플러스가 있습니다. 37, 마이너스 - 핀 XNUMX.

첫 번째(7,5볼트) 소스는 저항성 분배기를 사용하여 기준 전압을 생성하는 데 사용됩니다. 미세 회로의 공급 전압이 10 ... 0,05V 내에서 변동할 때이 소스의 출력 전압 변화는 0,01%를 초과하지 않습니다. 전압 온도 계수는 양수이며 15%/°C를 초과하지 않습니다. 변환기의 이러한 매개 변수는 실험실 조건(25 ... XNUMX ° C 이내의 공기 온도 변동)에서 작업할 때 기반으로 구축된 멀티미터의 매우 높은 정확도를 제공하며 더 넓은 온도 범위에서 많은 측정에 매우 적합합니다. .

동시에 소스의 출력 임피던스는 상당히 큽니다. 1mA의 부하 전류에서 출력 전압은 5mA에서 약 3%, 12mA에서 26% 떨어집니다. 따라서 표시된 전압 안정성은 일정한 부하에서만 실현됩니다. 부하가 핀에 연결된 경우. 32 및 10에서 부하 전류는 1µA를 초과할 수 없습니다. 소스의이 속성을 사용하면 변환기 [32]의 양극 전원 공급 장치를 구성 할 수 있습니다. 여기서 전원 공급 장치의 두 암의 공통 와이어를 핀에 연결해야합니다. 26, 네거티브 숄더의 와이어 - 핀에. 1, 포지티브 - 핀에. 하나; 공급 전압 제한 - 2x(3,5 ... 5) V.

두 번째(1볼트) 소스는 액정 디스플레이의 제어 회로에 전원을 공급하도록 설계되었습니다. 이 소스의 양수 출력은 vyv입니다. 37, 네거티브 핀. 10. 소스의 전압 안정성은 1볼트보다 약 0,8배 나쁩니다. 부하 용량도 낮습니다. XNUMXmA의 부하 전류에서 출력 전압은 XNUMXV 감소하므로 거의 독점적으로 LCD를 제어하는 미세 회로에 전원을 공급하는 데 사용할 수 있습니다.

출력 F에서 변환기는 클록 주파수(ft = 800kHz에서 62,5Hz)보다 50배 낮은 주파수로 "미앤더(meander)" 유형의 직사각형 펄스 시퀀스를 생성합니다. 표시기 숫자의 요소에 연결된 출력에서 전압은 동일한 진폭, 모양 및 주파수를 갖지만 보이지 않는 요소의 경우 출력 F의 전압과 동상이고 가시적인 요소의 경우 위상이 다릅니다. 이 펄스의 로우 레벨은 -5V(핀 37)에 해당하고 하이 레벨은 1(핀 XNUMX)에 해당합니다.

클럭 발생기를 조정하려면 출력 F의 펄스 주파수가 주전원 주파수와 같을 때 편리합니다. 그들이 관찰되는 화면의 오실로스코프는 주전원과 동기화되고 클럭 생성기는 이미지가 실제로 움직이지 않는 주파수(40kHz 근처)로 조정됩니다.

1개의 소수점을 제어하려면 3개의 EXCLUSIVE OR 게이트(그림 XNUMX의 DDXNUMX)가 추가로 필요합니다. 표시되지 않은 쉼표에 대해 "사행(meander)" 단계를 반복하고 표시되어야 하는 쉼표에 대해 반전합니다.

특정 쉼표를 나타내려면 해당 쉼표 제어 입력을 핀에 연결하면 충분합니다. 1 - 전원의 공통 지점(나머지 입력은 비어 있음).

DD1 칩을 포함하여 사용할 때 선택한 입력에 높은 레벨이 적용됨을 의미합니다.

이미 언급했듯이 KR572PV5 칩의 ADC는 Uin 및 Uobr 입력에서 전압 값의 비율을 측정합니다. 따라서 응용 프로그램에는 두 가지 주요 옵션이 있습니다. 기존 옵션 - 전압 Uobr은 변경되지 않고 Vin은 ±2Uobr(또는 0...2Uobr) 내에서 다양합니다[1-5]. 이 경우 커패시터 Sint와 적분기 DA2(그림 1)의 출력에 걸친 전압 변화가 그림 4에 나와 있습니다. 6a. 두 번째 변형에서 전압 Uin은 일정하게 유지되지만 Uobr은 변경됩니다. 이 변형은 [4,6]에서 사용되었으며 그림 3에 설명되어 있습니다. 7. 측정값의 변화에 따라 Uin과 Uar가 모두 변하는 경우 혼합 변형도 가능합니다([XNUMX]의 그림 XNUMX).

ADC KR572PV5의 적용
Pic.4

변환기의 일부인 OU의 입력 및 출력 전압은 선형 작동 모드의 한계를 넘어서는 안 됩니다. 일반적으로 ±2V 제한이 표시되며, 이는 내장된 기준 전압 소스를 사용할 때 아날로그 공통 와이어에 상대적인 전압 변화를 의미합니다. 쌀. 도 4는 연산 증폭기 DA2의 출력에서 가장 높은 전압이 변환기의 입력(Uin)에서 최대 전압에 의해 결정된다는 것을 보여준다. 핀에 대한 적분기 출력 전압의 부호입니다. 30은 핀의 전압 부호와 반대입니다. 31이고 Uint 값은 다음 공식을 사용하여 계산할 수 있습니다.

단위=4000Uin/(신트*린트*피트). (하나). 이 공식의 전압은 볼트로, 커패시턴스는 마이크로패럿, 저항은 킬로옴, 클럭 주파수는 킬로헤르츠로 표시됩니다.

즉시 커패시터 Sint를 방전하는 일반 모드를 보장하려면 그 전압이 핀 사이의 전압보다 낮아야 합니다. 1 ... 32 V의 여유가있는 0,2 및 0,3. 따라서 마이크로 회로의 단극 전원 공급 장치에서 2V를 넘지 않아야하며 3 .... 4V (공급 전압에 따라 다름) - a 양극성 하나. 최대 측정 정확도를 보장하려면 Sint 커패시터의 극한 값 중 하나가 넓은 범위에서 변하는 최대 값에 접근하는 것이 바람직합니다. 이것은 적분기 Sint 및 Rint 요소의 올바른 선택을 결정합니다. Synt*Rint=4000Uin/(Uint*ft), (2), 여기서 치수는 (1)과 동일합니다.

권장 저항 값 Rint = 40...470 kOhm, 최대 전압 Uin의 경우 Rint를 상한에 더 가깝게, 최소 - 하한에 대해 선택해야 합니다. Synth 커패시터의 커패시턴스는 일반적으로 0,1~0,22μF입니다.

측정 정확도를 높이려면 측정 및 기준 전압 소스의 출력 중 하나를 아날로그 공통 와이어에 연결하는 것이 좋습니다. 그러나 입력 단자가 접지에 연결되어 있지 않을 때 컨버터 입력을 각각의 소스에 차동으로 연결하는 것이 실제적입니다. 이 경우 입력의 공통 모드 전압(입력의 공통 모드 전압은 하나의 입력 단자에서 측정된 두 전압 값의 산술 평균이고 다른 하나는 전원 와이어에 상대적임) 입력에서 임의의 값을 취할 수 있습니다 XNUMX에서 Upit까지.

이상적인 전자 장치의 출력 신호는 입력의 공통 모드 전압과 무관합니다. 이러한 장치는 공통 모드 간섭 전압을 완전히 억제한다고 합니다. 실제 장치에서는 공통 모드 전압 억제가 완전하지 않아 모든 종류의 오류가 발생합니다.

패스포트에 따른 KR572PV5 컨버터의 입력에서 공통 모드 전압 억제는 100dB이지만 ADC가 여전히 지정된 정확도를 유지하는 허용 한계는 표시되지 않습니다. 따라서 입력 Uin 및 Uobr의 공통 모드 전압 한계는 실험적으로 결정되었습니다. 전압 Uobr은 100mV, Uin - 195mV, 클록 주파수 - 50kHz, Synth - 0,22μF, Rint - 47kOhm과 동일하게 선택됩니다. 이러한 매개변수 조합의 경우 공식(2)에 의해 계산된 ZIK 단계가 끝날 때까지 적분기 DA1의 출력과 커패시터 Sint의 전압 Uint는 1,55V입니다.

실험은 두 개의 안정화 된 전원 공급 장치를 사용하여 입력 중 하나의 공통 모드 전압을 변경하고 표시기 보드의 표시에서 전압 측정 오류를 추정한다는 사실로 구성되었습니다. 다른 입력의 공통 모드 전압과 Uin 및 Uobr 값은 저항 분배기를 통해 고정된 상태로 유지되었습니다. 그런 다음 다른 입구도 같은 방식으로 조사했습니다.

실험 중에 입력 공통 모드 전압 Uobr은 Uobr<2V가 제공되고 지정된 극성을 유지하는 경우 공급 전압의 전체 범위에서 변경될 수 있음이 밝혀졌습니다(그림 3). 각 입력 단자의 전압은 간격을 초과하지 않아야 합니다.

Uin을 입력하면 상황이 더 복잡해집니다. 여기서 고려해야 할 두 가지 경우가 있습니다.

입력 신호가 그림에 해당하는 극성을 갖는 경우. 1과 3, 핀의 전압. 31은 핀 1보다 작아야(음수), 0,6V 이상이어야 합니다. 이것은 팔로워로서 연산 증폭기 DA1의 선형 작동 범위에 의해 결정됩니다. ZIK 단계가 끝나면 DA2 적분기(핀 27)의 출력 전압은 핀보다 Uint가 작아집니다. 30. 단자의 전압 레벨 비율은 그림 5의 다이어그램에 나와 있습니다. XNUMXa - 오른쪽 하단의 두꺼운 선.

ADC KR572PV5의 적용
Pic.5

입력 공통 모드 전압이 Upit 구간의 하한에 가까워짐에 따라 연산 증폭기 DA2의 비선형성에 영향을 미치기 시작합니다. CMOS 트랜지스터의 연산 증폭기의 경우 선형 동작 범위 연산 증폭기는 전체 공급 전압에 가깝기 때문에 핀 30의 전압은 핀 26보다 높게 유지되어야 하며 Uint 값에 작은 마진(약 0,2V)을 더한 값으로 왼쪽 아래 부분의 두 번째 두꺼운 선 그림 5, 가.

입력 신호의 극성이 반대인 경우 적분기의 출력 전압은 핀보다 Uint만큼 더 높습니다. 30 (그림 5,6), 따라서 핀의 허용 전압을 결정하는 것입니다. 30 핀의 전압 상한 근처에 있습니다. 1. 마진도 0,2V 이상이어야 하므로 Uint \u1,55d 1V의 경우 Uvy.30 - Uvy.1,75의 차이가 XNUMXV를 초과해야 한다는 것이 실험적으로 결정되었습니다.

핀의 전압에 대한 공통 모드 입력 전압 Uin의 접근. 26 다시 주요 역할은 OS DA1의 허용 가능한 선형 작동 범위를 재생하기 시작합니다. 최소 허용 차이 Uvyv.31 - Uvyv.26 - 약 1V(그림 5,6).

따라서 굵은 선은 한 극성 Uin과 다른 극성 Uin 모두에 대해 전압 좌표 축에서 합 Uint + Uin의 극단 위치를 나타냅니다.

얻은 결과로부터 신호 전압을 측정하기 위해 공통 모드 구성 요소가 핀의 전압에 가능한 한 가까운 것을 알 수 있습니다. 1, 신호 소스는 그림에 표시된 극성에 연결되어야 합니다. 1 및 3. 공통 모드 구성 요소가 핀의 전압에 가까운 경우. 26, 연결의 극성이 반대로 되어야 합니다. 측정된 전압의 가변 극성으로 허용 가능한 공통 모드 전압의 가장 넓은 한계를 얻기 위해 정전 용량을 증가시켜 적분기의 출력에서 전압 Uint를 예를 들어 0,5V로 줄일 수 있습니다. 식 (2)에 따른 커패시터 Sint 또는 저항 Rint의 저항.

ADC 작동 중 입력 Uin의 전압이 극성을 변경하지 않으면 커패시터 수집을 포기할 수 있습니다. 그러나 예시적인 전압은 핀에 적용되어야 합니다. 32 및이 커패시터를 연결하기위한 핀 중 하나. 예시적인 전압은 핀에 플러스로 적용될 수 있습니다. 33, 마이너스 - 핀에. 32, 그러나 입력 전압의 극성을 반대로 해야 합니다. 표시기는 빼기 기호를 "강조 표시"합니다(물론 표시기의 이 요소가 연결된 경우).

전압 Uin의 연결 극성을 변경하는 것이 바람직하지 않은 경우에는 Uobr 전압을 다른 방식으로 인가할 수 있습니다. - vyv에 플러스. 32, 빼기 - 핀에. 34. 디스플레이에 마이너스 기호는 없지만 내장된 XNUMX볼트 소스는 예시적인 전압 형성에 적합하지 않습니다.

특히 높은 공통 모드 전압 값에서 측정 정확도에 대한 기생 장착 커패시턴스의 영향을 줄이려면 Sint, Uint 및 Sakn 요소의 설치 위치를 덮는 인쇄 회로 기판에 링 도체를 제공하는 것이 좋습니다. . 이 도체는 핀에 연결됩니다. 27칩. 양면 인쇄 회로 기판을 사용할 때 링 컨덕터 반대쪽의 뒷면에 동일한 핀에 연결된 호일 차폐 패드를 남겨 두어야 합니다. 27.

그림의 체인 R7C6 3은 측정 장치 케이스 외부의 모든 요소에 연결될 수 있는 경우 출력 + Uin을 정전기로부터 보호하는 역할을 하고 출력 -Uin -을 공통 와이어에 연결할 수 있습니다. 다른 ADC 입력을 외부 회로에 연결할 수 있는 경우 유사한 회로로 보호됩니다(예: Uin 입력용 멀티미터[3]에서 수행됨). Uoep 입력의 보호 저항기 저항은 51kΩ으로 줄여야 합니다. 그렇지 않으면 기기의 안정화 시간이 너무 길어집니다.

커패시터 Cobr 및 Saqn의 커패시턴스 정보. 다양한 문헌에서 다음 값이 권장됩니다. 최대 입력 전압 200mV의 경우 수집 = 1μF, Saqn = 0,47μF; Uin \u2d 0,1V-0,047 및 35 마이크로패럿에 대해서도 동일합니다. 작동 중에 전압 Uobr(핀 36 및 2,6,7에 공급)이 변경되지 않은 경우 ADC의 정확도를 높이기 위해 커패시턴스 Collect는 지정된 값에 비해 몇 배 증가할 수 있으며 변경될 수 있는 경우(예: 예를 들어, [XNUMX]에서), 커패시턴스를 크게 증가시키는 것은 판독값 설정 시간을 증가시키므로 바람직하지 않습니다.

커패시터 Sakn의 커패시턴스는 컨버터 입력에 과부하가 걸린 후 판독값의 안정화 시간에 상당한 영향을 미칩니다. 따라서 언급된 모든 장치(과부하가 실질적으로 불가능한 온도계[4, 5] 제외)에서 위에서 권장하는 정전 용량 값을 준수하는 것이 바람직합니다.

Sint 적분기 커패시터는 흡수율이 낮은 유전체를 사용해야 합니다(예: K71-5, K72-9, K73-16, K73-17). Sovr 및 Sakn 커패시터의 전압이 변경될 수 있는 경우 판독값의 안정화 시간을 줄이려면 동일한 커패시터를 사용하는 것이 바람직합니다. 전압이 변경되지 않으면 KM-6과 같은 세라믹 커패시터를 사용할 수 있습니다.

이중 적분의 원리는 클록 주파수 또는 적분 속도의 변화에 둔감한 특성(합리적인 한계 이내)을 특징으로 하므로 저항 Rint의 안정성과 ADC 생성기의 주파수 설정 요소에 대한 특별한 요구 사항은 없습니다. 전압 Uobr을 결정하는 분배기의 저항은 물론 안정적이어야 합니다.

이제 저널 "Radio"에 게재된 ADC KR572PV5의 디지털 측정 기기 저널에 게재된 일부 요소의 선택에 대해 간략하게 설명하고 설명하겠습니다.

멀티미터[2]. 적분기 커패시터 C3(그림 1)의 커패시턴스 또는 적분기 저항 R35의 저항을 두 배로 늘릴 수 있으므로 저항 R35를 선택할 필요가 없습니다. 이렇게 하면 설정 중에 클록 주파수(50kHz)를 한 번 설정하는 동시에 출력 F(62,5Hz)에서 신호 주파수를 모니터링할 수도 있습니다. 저장 커패시터 C2(Collect)는 세라믹 KM-6을 사용할 수 있습니다. 위의 모든 사항은 멀티미터[3]에 적용됩니다.

커패시턴스 미터 [7]. 적분기 커패시터 C11(그림 1)의 커패시턴스를 0,1 마이크로패럿으로 줄이고 C 14(Sacn) - 0,22 마이크로패럿으로 늘리는 것이 좋습니다. 판독값의 안정화 시간을 줄이려면 유전체가 양호한 커패시터 C 10(Col) 및 C14를 선택하는 것이 좋습니다. 입력 Uin ADC의 전압 부호는 변하지 않으므로 커패시터 C10은 제외될 수 있습니다. 이렇게하려면 구성표에 따라 커패시터 C9의 상단 단자를 핀으로 전환해야합니다. 33개의 DD5 미세 회로(핀 36에서 분리할 수 없음)를 제거하고 도체를 핀으로 변경합니다. 30과 31.

RCL 미터[1]. 스토리지 커패시터 C19(그림 2)의 커패시턴스를 1 마이크로 패럿으로 높이는 것이 바람직하지만 회로와 핀에 따라 저항 R21의 더 낮은 출력을 연결하여 배제할 수 있습니다. 핀이 있는 35개의 미세 회로 DD10. 32, 트리머 저항 엔진 - 핀 포함. 33 그리고 도체를 핀으로 변경합니다. 30 및 31; 저항 R22도 제외됩니다.

그리고 결론적으로, 구조 결합 가능성에 대한 몇 마디. 이러한 조합의 유혹은 다소 힘든 어셈블리를 조립하기 위해 각 장치에 대해 값 비싼 마이크로 회로 및 표시기를 구입할 필요가 없다는 것입니다. [1, Z]를 제외한 모든 미터는 물론 요소 등급의 해당 재계산과 함께 권장 시리즈에서 선택되는 경우 클럭 주파수에 둔감합니다. 주파수를 50kHz에서 40kHz로 전환하려면 적분기 저항 Screw의 저항을 20% 늘리고 주파수 100kHz에 대해 Sint, Sobr, Sakn 커패시터의 커패시턴스를 절반으로 줄이는 것으로 충분합니다.

RCL 미터[1] 요소의 정격과 40kHz의 클록 발생기 주파수를 유지하면서 커패시턴스 미터[7]를 제외한 다른 장치를 결합할 수 있습니다. 반대로, Sint 및 Sakn에 대한 위의 설명과 7kHz의 클록 주파수가 있는 미터 [100]의 경우 [1]을 제외한 다른 디자인을 결합하는 것이 허용됩니다.

ADC KR572PV5 또는 액정 표시기 IZhTs5-4/8이 없는 경우 여기에 설명된 미터는 예를 들어 [572]에서 수행된 것처럼 공통 양극이 있는 KR2PV8,9 및 LED 디지털 표시기에 조립할 수 있습니다. 지금 읽고 있는 기사의 모든 권장 사항은 KR572PV2 ADC 기반 장치에도 적용됩니다. 멀티미터[8, 9]는 컨버터의 대칭 전원 공급 장치를 사용하므로 Xin = 0,1μF 값을 선택하는 것이 매우 타당합니다.

ADC KR572PV2 기반 장치에서 약 4mA의 전류에 대해 5 ... 100V의 별도 소스를 사용하여 LED 표시기에 전원을 공급해야 합니다. 음극 단자는 핀에 연결됩니다. 21개의 마이크로 회로(디지털 공통 와이어), 공통 아날로그 와이어에 연결할 필요가 없습니다.

LED 표시기를 사용할 때 변환기의 내부 회로를 통해 흐르는 총 전류는 표시된 숫자에 따라 다릅니다. 따라서 측정 과정에서 미세 회로 결정의 온도가 변경되어 8볼트 소스의 전압이 크게 변경되고 판독 정확도가 감소합니다. 이것이 멀티미터에서 별도의 예시적인 소스가 사용되는 이유입니다[9, XNUMX].

ADC KR572PV2A에 진공 발광 표시기를 연결하는 옵션은 [4]에 설명되어 있습니다.

문학

1. Biryukov S. 디지털 미터 RCL-Radio, 1996, No.3, p.38-41, No.7, p.62; 1997, No. 7, p. 32.
2. Biryukov S. 디지털 멀티미터. - 라디오, 1990, 9번, p. 55-58.
3. Biryukov S. 디지털 멀티미터. - 라디오, 1996, 5번, p. 32-34; 6, p. 32-34; 1997, No. 1, p.52, No. 3, p. 54.
4. Tsibin V. 디지털 온도계. - 라디오, 1996, No. 10, p. 40, 1997, 4, 56페이지, 1998, 1.C.50.
5. Biryukov S. 간단한 디지털 온도계. - 라디오, 1997, 1번, p. 40-42.
6. Biryukov S. Simple digital megger.-Radio, 1996, No.7, p.32,33, 1998, No.3, p.32.
7. Biryukov S. 디지털 커패시턴스 미터. - 라디오, 1995, 12번, p. 32-34; 1996, No. 7, p.62.
8. Biryukov S. 휴대용 디지털 멀티미터. - 아마추어 라디오를 돕기 위해, vol. 100 - DOSAAF, 1988. p. 71-90.
9. Biryukov S. MOS 집적 회로 기반 디지털 장치. - M.: 라디오 및 통신, 1990:1996(XNUMX판).

저자: S. Biryukov, 모스크바; 간행물: N. Bolshakov, rf.atnn.ru

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따뜻한 맥주의 알코올 함량 07.05.2024

가장 흔한 알코올 음료 중 하나인 맥주는 마시는 온도에 따라 고유한 맛이 변할 수 있습니다. 국제 과학자 팀의 새로운 연구에 따르면 맥주 온도가 알코올 맛에 대한 인식에 중요한 영향을 미치는 것으로 나타났습니다. 재료 과학자 Lei Jiang이 주도한 연구에서는 서로 다른 온도에서 에탄올과 물 분자가 서로 다른 유형의 클러스터를 형성하여 알코올 맛의 인식에 영향을 미친다는 사실을 발견했습니다. 저온에서는 더 많은 피라미드 모양의 클러스터가 형성되어 "에탄올" 맛의 매운 맛을 줄이고 음료의 알코올 맛을 덜 만듭니다. 반대로 온도가 높아질수록 클러스터가 사슬 모양으로 변해 알코올 맛이 더욱 뚜렷해집니다. 이는 바이주와 같은 일부 알코올 음료의 맛이 온도에 따라 변하는 이유를 설명합니다. 획득된 데이터는 음료 제조업체에 새로운 전망을 열어줍니다. ...>>

도박중독의 주요 위험 요인 07.05.2024

컴퓨터 게임은 십대들 사이에서 점점 더 인기 있는 오락 형태가 되고 있지만 게임 중독과 관련된 위험은 여전히 중요한 문제로 남아 있습니다. 미국 과학자들은 이 중독에 기여하는 주요 요인을 파악하고 예방을 위한 권장 사항을 제공하기 위해 연구를 수행했습니다. 385년 동안 90명의 청소년을 추적하여 도박 중독에 걸리기 쉬운 요인이 무엇인지 알아냈습니다. 결과에 따르면 연구 참가자의 10%는 중독 위험이 없었고 XNUMX%는 도박 중독이 된 것으로 나타났습니다. 도박중독의 주요 원인은 낮은 수준의 친사회적 행동인 것으로 밝혀졌습니다. 친사회적 행동 수준이 낮은 청소년은 타인의 도움과 지지에 관심을 보이지 않으며, 이는 현실 세계와의 접촉 상실로 이어질 수 있으며 컴퓨터 게임이 제공하는 가상 현실에 대한 의존도가 심화될 수 있습니다. 과학자들은 이러한 결과를 바탕으로 ...>>

교통 소음으로 인해 병아리의 성장이 지연됩니다 06.05.2024

현대 도시에서 우리를 둘러싼 소리는 점점 더 날카로워지고 있습니다. 그러나 이 소음이 동물계, 특히 아직 알에서 부화하지 않은 병아리와 같은 섬세한 생물에 어떤 영향을 미치는지 생각하는 사람은 거의 없습니다. 최근 연구에서는 이 문제에 대해 조명하고 있으며, 이는 발달과 생존에 심각한 결과를 초래함을 나타냅니다. 과학자들은 얼룩말 다이아몬드백 병아리가 교통 소음에 노출되면 발달에 심각한 지장을 초래할 수 있다는 사실을 발견했습니다. 실험에 따르면 소음 공해로 인해 부화가 크게 지연될 수 있으며, 실제로 나온 병아리는 여러 가지 건강 증진 문제에 직면하게 됩니다. 연구원들은 또한 소음 공해의 부정적인 영향이 성체에게도까지 미친다는 사실을 발견했습니다. 번식 가능성 감소와 번식력 감소는 교통 소음이 야생 동물에 미치는 장기적인 영향을 나타냅니다. 연구 결과는 필요성을 강조합니다. ...>>

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새로운 iMac 데스크탑 모델 15.02.2006

몇 달 동안 했던 말이 현실이 되었습니다. MacWorld에서 Apple의 CEO인 Steve Jobe는 듀얼 코어 Intel Core Duo 프로세서로 구동되는 새로운 iMac 데스크탑과 Mac Book Pro 노트북을 공개했습니다.

이전에 Apple 컴퓨터에 사용된 PowerPC G5 칩과 비교하여 Jobs는 새 CPU가 일부 응용 프로그램에서 두 배, 세 배의 성능을 낼 수 있다고 말했습니다. iMac은 이미 두 가지 구성(1GHz 및 83HGz 프로세서)으로 미국에서 판매 중입니다.

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