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라디오 전자 및 전기 공학의 백과사전 공통 피드백 증폭기에 대한 설계 고려 사항
무선 전자 및 전기 공학 백과사전 / 라디오 아마추어 디자이너 최근에 증폭기에서 네거티브 피드백을 조건부로 "찬성" 또는 "반대"라고 부를 수 있는 주제에 대한 또 다른 논의가 급증했습니다. 불행히도, 이러한 논의는 FOS를 사용한 시스템 작업 및 설계의 "작은 것들"에 대한 명확한 지식 부족을 보여주면서도 합리적인 주장을 거의 포함하지 않습니다. 대부분의 경우 장치가 피드백 사용에 대한 이의 제기를 정당화하기 위해 인용된다는 사실 때문에 상황이 복잡해집니다. 그런 다음 최악의 학교 논리 전통에서 "피드백은 나쁘다!"라는 결론이 도출됩니다. 동시에, FOS의 올바른 사용의 예는 점점 더 드물어지는 것 같고, 아마도 이 문제에 대한 현대 문헌이 사실상 없기 때문일 것입니다. 그렇기 때문에 피드백이 있는 고선형 증폭기 설계의 잘 알려지지 않은 기능에 관한 몇 가지 자료를 게시하는 것이 특히 편리한 것 같습니다. 1927년 Harold Black이 피드백 피드백을 제공하는 증폭기를 발명한 주된 이유는 정확히 한 쌍의 전선을 통해 다채널 전화 통신 시스템에 사용되는 증폭기의 선형성을 증가시켜야 할 필요성 때문이었습니다. 문제는 이러한 증폭기의 선형성 요구 사항이 채널 수가 증가함에 따라 매우 급격하게 증가한다는 것입니다. 여기에는 두 가지 이유가 있습니다. 첫 번째는 간섭할 수 있는 상호 변조 제품의 수입니다. 두 번째 이유는 신호 대역폭이 증가하면 케이블의 손실도 증가하기 때문에 증폭기를 더 짧은 거리에 배치해야 하고(주파수 응답을 더 강하게 조정해야 함) 2500km 그들의 수는 XNUMX으로 증가합니다. 통신 라인의 왜곡 곱이 합산되기 때문에 각 개별 증폭기에 대한 요구 사항이 그에 따라 더 엄격해집니다. 이 장비의 등급이 얼마나 높은지 명확히 하기 위해 10800개 채널이 있는 시스템용 증폭기의 통과대역(60MHz) 끝에서 -120 ... 126dB 및 -130...-135dB 이하의 차이 톤 값. 더 높은 차수의 상호 변조 왜곡은 훨씬 더 낮습니다. 30천 ~ XNUMX천(!) 증폭기를 포함하는 경로의 주파수 응답은 서비스 수명(XNUMX시간 내내 작동하는 약 XNUMX년) 동안 주로 케이블 노후화로 인해 몇 데시벨 이하로 변경됩니다. 기존 장비의 표준에 따르면 이것은 환상적이지만 실제로는 환경 보호를 유능하게 사용한 결과일 뿐입니다. 증폭기의 선형성을 높이는 문제 X. Black은 1921년부터 Bell Labs에서 일해 왔습니다. 거의 모든 알려진 왜곡 보정 방법, 특히 소위 직접 연결에 의한 왜곡 보정 및 왜곡을 개발한 사람은 바로 그 사람이었습니다. 절연된 역위상 왜곡 신호와 왜곡된 출력 신호를 합산하여 보상합니다. 물론 이러한 조치는 효과가 있었지만 충분하지 않았습니다. 선형성 문제에 대한 기본적인 해결책은 피드백이 있는 증폭기의 발명과 가장 중요한 것은 적절한 이론의 생성 없이는 불가능한 정확한 실제 구현이었습니다("좋은 이론보다 더 실용적인 것은 없습니다!"). . 이론을 구성하는 첫 번째 단계는 개방 시스템(Nyquist hodograph)의 주파수 응답 및 위상 응답 유형을 기반으로 피드백 루프가 닫히기 전에도 안정성을 결정하는 데 여전히 사용되는 방법을 발견한 Harry Nyquist에 의해 이루어졌습니다. . 그러나 모든 것이 그렇게 간단하지는 않습니다. FOS 작동 원리의 단순성과 명백한 명확성에도 불구하고 FOS를 사용하여 얻을 수 있는 이점을 실제로 얻으려면 매우 광범위한 피드백 이론을 만들어야 했습니다. 이는 결코 안정성 보장으로 귀결되지 않습니다. (세대 부족). 그것의 건설은 1945년에야 비로소 네덜란드 출신의 뛰어난 미국 수학자 Hendrik Wade Bode에 의해 완성되었습니다[1]. 작업의 실제 복잡성을 이해하기 위해 모든 문제를 설명하지 않는 피드백이 있는 증폭기에 대한 Black의 첫 번째 특허조차도 87페이지로 구성된 작은 책의 볼륨을 가지고 있습니다. 그건 그렇고, X. Black은 전체적으로 347개의 특허를 받았으며 그 중 상당 부분은 특히 OOS를 사용한 증폭기 구현과 관련이 있습니다. 그런 양의 작업에 비해 수준에 가까운 어떤 것도 만들지 않았으며 종종 Black, Nyquist 및 Bode의 작품을 읽지(또는 이해하지 못한) 현대 "기초 파괴자"의 모든 주장 , 적어도 지나치게 자신감이 보입니다. 따라서 문제는 OOS 사용에 관한 것이 아니라(실제로 항상 존재하지만 항상 명시적으로는 아님) 이 사용이 유능하고 원하는 결과를 가져오는 것입니다. 그렇다면 피드백이 있는 증폭기의 회로 설계를 설계하고 평가할 때 "교과서에 설명되지 않은" 중 어떤 것에 주의를 기울여야 할까요? 먼저 피드백 시스템의 전달 계수(전달 함수) 공식에서 H(s) = K(s)/[1+b(s)K(s)] 복소수와 함수가 나타납니다.
올바른 결과를 얻으려면 교과서 저자도 종종 잊어 버리는 복소수 산술 [2] 규칙에 따라 계산을 수행해야합니다. 예를 들어, ±90°, ±270°에 가까운 루프 이득 위상각에서 원래 증폭기의 진폭 비선형성은 위상으로 거의 완전히 변환됩니다(즉, |bK| 배만큼 약화되기는 하지만 기생 위상 변조로 변환됩니다. ). 이 경우 기생 진폭 변조는 실제로 사라지고 상호 변조 왜곡 측정 결과는 스펙트럼 분석기(UMZCH의 경우 청력)가 실제로 표시하는 것보다 20 ... 30dB 더 낙관적일 수 있습니다. 불행히도 이것은 대부분의 OU와 많은 UMZCH의 경우입니다. Mark Alexander[3]가 설명한 전류 피드백 증폭기가 좋은 예입니다. 스펙트럼 분석기에 따라 주파수가 14 및 15kHz인 0,01톤 신호에서 이 증폭기의 상호 변조 왜곡(영어 약어 - IMD)의 실제 수준은 약 0,007%이며, 이는 고조파 플롯과 잘 일치합니다. 왜곡 대 주파수(15kHz의 주파수에서 약 7%). 이 증폭기의 상호 변조 왜곡이 표준(진폭 변조만) 방법을 사용하여 측정되면 결과 IMD 값이 훨씬 낮아집니다. 0,0002kHz의 주파수에서는 무시할 수 있는 15%, 0,0015kHz에서는 약 0,005%만 얻습니다. 이는 실제 값(각각 약 0,01 및 4%)보다 훨씬 낮습니다. 이 효과는 Matti Otala[XNUMX]의 패스에서도 언급되었습니다. 다음 순간. FOS 루프가 열려 있고 출력의 신호 레벨이 두 경우 모두 동일한 상황과 비교하여 FOS가 입력으로 가져온 왜곡 및 노이즈 제품의 절대값을 줄일 수 없다는 것을 이해하는 것이 중요합니다. 충분히 높은 주파수에서 모든 증폭기의 이득은 떨어집니다. 결과적으로 피드백이 있는 증폭기의 차 신호도 증가합니다. 따라서 더 높은 주파수 영역에서는 피드백이 있는 증폭기의 차 신호 증가가 위상 편이로 인해 입력 값[5]을 거의 두 배로 증가할 수 있기 때문에 입력 및 후속 캐스케이드가 필연적으로 비선형성을 보이기 시작합니다. . 또한 폐쇄 피드백 루프에서 출력단의 암을 스위칭하는 "치아"와 같은 고차 왜곡 제품은 고주파 입력 신호와 유사하며 입력 저역 통과 필터는 여기를 도와주세요. 그렇기 때문에 FOS의 도입으로 상호 변조 왜곡 스펙트럼의 치명적인 확장을 방지하려면 루프 이득. 불행히도 이 조건은 거의 알려져 있지 않을 뿐만 아니라(Bode는 명백한 것으로 간주하여 암시만 함) 매우 드물게 충족됩니다. 같은 이유로 안정성을 위해 도입된 주파수 보정이 전체 주파수 범위, 최대 단일 이득 주파수 및 그보다 더 높은 범위에서 증폭기의 선형성을 저하시키지 않아야 합니다. 이를 달성하는 가장 확실한 방법은 유명한 M. Otala 증폭기에서 수행된 것처럼 입력 신호의 값을 직접 줄이는 방식으로 수정을 수행하는 것입니다(그림 1). 여기에 사용된 R6C1 회로에 의한 입력에서 차동 신호의 "소광"은 차동 부스트 단계의 이미 터 회로에 있음에도 불구하고 궁극적으로 연산 증폭기 유형의 템플릿 주파수 보정 회로보다 훨씬 더 나은 결과를 제공합니다. 동적 비선형성을 크게 증가시키는 커패시터 C2, C4, C6.
전술한 내용은 주파수 응답의 주요 강하가 형성되는 단계 이전의 단계에서 큰 선형성 마진의 바람직함을 설명합니다. 피드백이 있는 증폭기에서 이것은 무엇보다도 왜곡 제품의 스펙트럼이 크게 확장되는 것을 방지하기 위해 필요합니다. . 입력단의 선형성을 높이려면 전계 효과 트랜지스터를 사용하는 것이 좋습니다. 그러나 이 권장 사항은 차단 전압(5V 이상)이 높은 이산 전계 효과 트랜지스터를 사용할 때만 의미가 있습니다. 및 적절한 모드 설정(초기 전류의 약 절반, 그러나 이러한 단계의 증폭은 작음). 로컬 피드백을 도입하여 바이폴라 트랜지스터의 캐스케이드를 증폭하고 전계 효과 트랜지스터의 캐스케이드와 동일한 유효 트랜스컨덕턴스를 제공하고 동일한 전류에서 작동하면 더 나은 통과 커패시턴스 비율로 인해 특히 고주파수에서 항상 훨씬 더 나은 선형성을 제공합니다. 트랜스컨덕턴스 [6 ]. 입력 트랜지스터가 에미터 저항에서 0,6 ... 0,7 V 이하로 떨어지는 모드에서 입력 트랜지스터가 작동하는 "필드" 입력이 있는 표준 연산 증폭기 사용 고속에서 "바이폴라"입력이있는 연산 증폭기에서 이미 터 저항의 전압 강하는 일반적으로 0,1 ... 0,2mV보다 낮지 않으므로 입력 단계의 선형성이 더 높고 입력 용량이 적습니다. 이러한 이유로 높은 선형성, 고속 필드 입력 연산 증폭기(예: OPA300 및 AD500)는 일반적으로 바이폴라 트랜지스터 스테이지와 입력 소스 팔로워의 조합으로 구축됩니다. 입력단의 선형성을 높이려면 주파수 응답의 필요한 감소와 선형성의 증가를 동시에 제공하는 로컬 주파수 종속 피드백을 사용하는 것이 가장 효과적입니다(예: 입력단의 이미 터 회로에 인덕터 사용 [7]). 주파수 종속 지역 환경 보호는 작동 주파수 대역에서 전체 환경 보호의 깊이 손실을 줄입니다. 전압 증폭 단계(예: 연산 증폭기 LM101, LM318, NE5534[8])와 출력 단계(예: 연산 증폭기 OR275, LM12 및 UMZCH TDA729x 및 LM3876/3886 마이크로 회로)에서 모두 적용 가능합니다. ). 따라서 피드백이 있는 증폭기를 개발할 때 낮은 주파수가 아닌 루프 이득이 작은 주파수 영역에서 피드백이 없는 특성의 허용 가능한(적어도 몇 퍼센트 이상) 선형성과 더 나은 안정성을 보장해야 합니다. , 루프 이득이 높은 곳. 저주파 및 중간 주파수에서 선형성을 개선하기위한 여러 가지 조치 (예 : 캐스 코드 증폭기에 소위 추적 링크 도입)는 동시에 특성의 안정성 저하 및 (또는) 감소로 이어집니다 HF의 선형성. 따라서 피드백이 있는 증폭기에 도입하는 것은 비현실적입니다. 로컬 OOS를 사용하는 경우 좋은 결과를 얻으려면 주파수 특성을 최적화해야 합니다. 각각이 이 캐스케이드의 선형성을 증가시킬 뿐만 아니라 일반 OOS 회로에서 루프 이득을 감소시키기 때문입니다. 이 작업은 사소한 것이 아니며 매우 정확한 컴퓨터 모델링 및 최적화 없이는 할 수 없습니다. 첫 번째 근사치의 규칙에 따라 최적의 옵션에 가까울수록 OOS(폐쇄형 OOS 루프 포함)가 있는 증폭기의 결과 왜곡에 대한 모든 단계의 기여가 거의 동일하다고 가정할 수 있습니다. 또한 공통 피드백이 있는 증폭기의 경우 피드백 루프에 동적 추적 저하가 없는 것이 매우 중요합니다. 이는 동적 비선형성을 허용할 수 없으며, 예를 들어 트랜지스터의 차단 또는 포화(준포화)로 인해 또는 신호를 통해 신호가 적용될 때 램프에서 그리드 전류의 출현으로 인해 특성의 급격한 변화를 초래한다는 것을 의미합니다. 커플링 커패시터. 어떤 이유로 이러한 현상을 배제할 수 없는 경우, 예를 들어 로컬 환경 보호를 사용하여 루프 게인이 작은 주파수 영역(특히 단일 게인 주파수 영역)에서 영향을 평준화하는 조치를 취할 필요가 있습니다. 동일한 전도성 구조의 트랜지스터를 기반으로 하는 NE5534 푸시풀 출력단[8]이 좋은 예입니다. 캐스케이드는 매우 비선형적인 것처럼 보입니다. 위쪽 어깨는 이미 터 팔로워이고 아래쪽 어깨는 공통 이미 터가있는 트랜지스터입니다. 그럼에도 불구하고 주파수에 따라 로컬 FOS의 깊이가 증가하기 때문에 OS에는 "단계"의 흔적조차 없습니다(물론 보드가 올바르게 라우팅된 경우). 따라서이 증폭기의 주요 왜곡 원인은 잡음을 최소화하기 위해 이미 터 저항을 포함하지 않는 입력 단계의 과부하로 가장 자주 나타납니다! 이 연산 증폭기는 40kHz에서 전체 NFB의 깊이가 0,01dB(P = 20)인 NFB의 이득이 있어도 오디오 주파수 대역에서 왜곡이 증가하지 않습니다. 30dB를 초과합니다. 이 경우 왜곡은 0,005%를 초과하지 않으며(이는 피크에서 피크로의 출력 신호 스윙이 20V임) 해당 스펙트럼은 실제로 500차 고조파에 의해 제한됩니다. 동시에 최대 XNUMX옴의 부하를 연결하면 왜곡에 거의 영향을 미치지 않습니다. 다른 회로 결함 중에서 동적 히스테리시스(푸시-풀 출력 단계 암의 "부드러운" 스위칭을 위해 설계된 대부분의 회로에 의해 생성됨)는 특히 위험하며 고주파에서 발생하는 "중앙 차단" - 단계( Shiklai 방식에 따라 또는 "병렬" 증폭기를 기반으로 하는 복합 트랜지스터의 출력 단계의 표준 질병). 안정성의 관점에서 이러한 결함은 최대 80° ... 100°에 이르는 추가 위상 변이가 나타나는 것과 같습니다. 다수의 연산 증폭기 및 일부 강력한 증폭기 모델에서는 이러한 단점을 극복하기 위해 RF 바이패스 회로를 사용합니다(다채널 OS). 루프 증폭의 주파수 응답 유형을 선택하는 문제는 [1]과 같은 고전 문헌에서 잘 다루어집니다. 상대 속도를 고려한 최적의 증폭 단계 수 선택 및 다중 채널 FOS가 있는 시스템 설계는 [9]에서 자세히 고려되므로 아래에서 간략한 정보만 제공합니다. "가장 느린" UMZCH 노드가 가장 강력한 출력 단계이기 때문에 선형성과 피드백 깊이의 관점에서 UMZCH의 최적 캐스케이드 수는 확실히 XNUMX보다 작지 않습니다(Bode가 설정한 대로, 대략 동일한 속도로 캐스케이드에서는 XNUMX단 증폭기가 최적임). RF의 캐스케이드를 우회하는 회로로 보정을 수행하는 경우 캐스케이드의 수는 장치의 복잡성에 의해서만 제한됩니다. 일반 FOS 루프를 여러 저자가 추진한 여러 로컬 루프로 나누는 것은 설계의 단순화에도 불구하고 비효율적입니다. Bode에서 볼 수 있는 것처럼 증폭기의 두 단계 이상에 대한 "로컬" 피드백에 의한 커버리지는 잠재적으로 달성 가능한 선형성의 손실로 이어집니다. 예를 들어, 각각 30dB의 로컬 NFB와 직렬로 연결된 두 개의 캐스케이드는 동일한 주파수 대역에서 총 60dB의 NFB로 덮인 동일한 두 개의 캐스케이드보다 분명히 더 나쁜 선형성을 갖습니다. 물론 이 규칙에는 몇 가지 예외가 있습니다. 따라서 루프 이득의 주파수 응답 형성을 위해 증폭기의 작동 주파수 영역에서 실제로 꺼지고 도달 가능한 깊이를 줄이지 않을 때 주파수 종속 로컬 피드백을 사용하는 것이 유용합니다. 전반적인 피드백. 또 다른 예는 개별 부품으로 만들어진 마이크로파 증폭기에서 능동 소자와 수동 회로에 의해 도입된 과도한 위상 편이가 주파수 응답 감쇠에 의해 결정되는 자연적 위상 편이를 초과하기 시작하고 전체 OOS의 도달 가능한 깊이가 작다는 것입니다. 이 경우 일반 FOS보다 로컬 FOS가 얽힌 체인을 사용하는 것이 더 실용적입니다. UMZCH의 고주파에서 위상 안정성 마진은 20 ° ... 25 ° (낮은 - 신뢰할 수 없음) 미만으로 선택해서는 안되며 50 ° ... 70 ° 이상 증가하는 것은 수익성이 없습니다 (증폭 영역에서 눈에 띄는 손실, 즉, 속도 및 OOS 깊이). 작동 주파수 대역에서 OOS의 깊이를 증가시키려면 주파수 응답에 옥타브당 약 12dB의 기울기를 갖는 루프 증폭 섹션을 도입하는 것이 좋습니다. Bode 컷 또는 Nyquist 안정과 같은 루프 증폭의 주파수 응답을 형성하는 것이 훨씬 더 낫지만(180°를 초과하는 위상 편이 포함), 올바른 구현은 다소 복잡하므로 항상 정당화되는 것은 아닙니다. 그렇기 때문에 Nyquist 루프 증폭 주파수 응답을 가진 UMZCH는 알려진 대로 양산되지 않습니다. 문헌에 설명된 설계에는 상당한 작동 제한이 있습니다(특히 입력에 고주파 신호가 허용되지 않음, 출력 전압 클리핑 불량). 이러한 제한을 제거하는 것은 가능하지만 번거롭습니다. 자주 간과되는 또 다른 매우 중요한 실행 가능성 요소는 피드백이 적용되는 계단식 설계입니다. 주파수 응답 감쇠 및 통과대역 너머에 기생 공진 피크가 없도록 해야 하며, 안정성을 보장하기 위해 전체 증폭기의 속도를 인위적으로 낮추어야 합니다(개방형 주파수 응답의 예 참조). 그림 2에 표시된 루프 피드백 증폭기. 주파수 응답에 기생 피크가 존재하면 자체 여기 없이 달성할 수 있는 OOS의 깊이가 급격히 감소합니다. 곡선 1은 약 10MHz의 단일 이득 주파수에서 큰(2dB) 안정성 마진을 제공할 가능성을 보여줍니다. 20kHz에서 OOS의 깊이는 최소 40dB입니다. 곡선 2에는 기생 피크가 있으며 품질 계수는 약 20(실제로는 더 높을 수 있음)입니다. 이러한 주파수 응답을 가진 증폭기가 여기되지 않도록(안정성 마진이 2 ... 3dB에 불과함) 이러한 증폭기의 루프 이득과 응답 대역폭은 20배 감소해야 합니다. 곡선 1과 비교하여 가능한 자기 여기의 주파수는 공칭 단위 이득 주파수보다 XNUMX배 더 높을 것입니다!
간략한 리뷰를 요약하면 모든 디자인은 타협의 집합이므로 적용된 솔루션이 상호 연결되고 디자인이 하나의 전체라는 것이 매우 중요합니다. 예를 들어 UMZCH와 관련하여 오디오 주파수 대역에서 80 ... 90dB 이상의 피드백 깊이를 달성할 특별한 이유는 없습니다. 이 경우 왜곡 제품의 주요 소스가 더 이상 활성 요소가 아니기 때문입니다. 그러나 건설적인 것들, 예를 들어 푸시-풀 출력 단계로부터의 간섭. 이러한 경우 저자의 디자인 중 하나[10] 또는 Halcro 및 Dynamic Precision 브랜드의 외국 앰프에서 수행되는 것처럼 디자인을 신중하게 수정하는 것이 더 중요하다는 것이 분명합니다. 문학
저자: S. Ageev, 모스크바; 발행: radioradar.net
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