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라디오 전자 및 전기 공학의 백과사전 고주파 전력계 및 소음 발생기. 무선전자공학 및 전기공학 백과사전
제안된 고주파 전력계 설계는 측정 장비에 소형 백열 램프를 사용할 가능성이 고려된 [1, 2]에 설명된 두 가지 장치를 기반으로 개발되었습니다. 설계의 단순성과 사용된 센서 요소의 가용성 외에도 저자는 이러한 광대역 장치를 설정하는 데 고주파수 측정이 필요하지 않다는 사실에 매료되었습니다. 디지털 XNUMX자리 또는 XNUMX자리 멀티미터만 있으면 됩니다. 모든 측정은 직류에서 수행됩니다. 제안된 전력계 설계의 주요 차이점은 백열등용 센서 변환기가 연결된 측정 브리지가 작동 중에 자동으로 균형을 이룬다는 것입니다. 아래에서 설명하는 회로인 전력계는 50Ω의 정합 출력 임피던스를 갖는 안정적인 잡음 발생기로도 사용할 수 있습니다. 장치에는 센서의 자동 저항 안정화 장치(ASR)가 있으므로 필라멘트의 온도도 높은 정확도로 안정화됩니다. 소음 수준은 장치의 작동 주파수 대역을 간접적으로 판단할 수 있습니다. 램프 소음은 최대 1GHz까지 확장됩니다. 그리고 레벨 하락은 600...700 MHz의 주파수에서 시작하는데, 이는 [1, 2]에 주어진 데이터에 해당합니다. [3, 4]에서 잡음 발생기와 이를 사용한 측정에 대해 읽을 수 있습니다. 실험 중에 백열등은 기계적 영향에 매우 민감한 것으로 나타났습니다. 실제로 이는 장치가 충격으로부터 보호되어야 함을 의미합니다. 그렇지 않으면 변환기 매개변수가 갑자기 변경될 수 있습니다. 이는 분명히 필라멘트의 변위와 열 전달 모드의 변화로 인해 발생합니다. 테스트에서 알 수 있듯이 가장 안정적인 레벨은 전원을 켠 후 센서가 도달하는 레벨입니다. ACC 노드는 매우 안정적으로 작동하므로 다른 RL 레벨로의 전환은 다이얼 표시기를 통해 "48" 변속으로 쉽게 결정됩니다. 정확한 측정이 필요한 경우에는 전원을 껐다가 다시 켜야 합니다. 기계적 영향과 관련되지 않은 센서의 안정성은 매우 높습니다. 낮 동안 장치는 예를 들어 다음과 같이 발생하지 않는 영점 또는 한계 이동(다이얼 표시기에 따라)을 감지하지 못했습니다. VZ-XNUMX 산업용 밀리볼트미터. RF 전력을 측정하기 위해 적용되는 방법의 기본은 [1, 2]에 설명되어 있습니다. 본문의 명칭은 원본 기사에 채택된 명칭과 일치합니다. 램프 필라멘트를 가열하는 총 전력은 다음과 같습니다. Рl \u1d Rvch + Pzam. ( 하나) 여기서 RHF는 고주파 전력입니다. Rzam - DC 교체 전원 [2]. 식 (1)을 변환해 보겠습니다. Rvch \u2d Rl - Rzam \u2d (Ul2 - Uzam2) / R \u2d (XNUMXUl ΔU-ΔUXNUMX) / R. (XNUMX) 여기서 ΔU = Ul - Uzam; Рл = Ul2/R; Rzam = Uzam2/R: R = 200Ω(또는 램프를 병렬로 연결한 센서의 경우 50Ω, 아래 참조). 식 (2)에서 센서 입력의 RF 전력 값은 전압 차이 ΔU = Ul-Us의 함수입니다. 전력계가 측정하는 것은 바로 이 전압 차이(브리지가 균형을 이루고 있다고 가정)입니다. 공식 (2)는 정규화된 형태로 표현될 수 있습니다: Rvch/R2 = 2ΔU/Ul - (ΔU/Ul)3 (XNUMX) 함수 (3)의 형태는 그림 1에 나와 있습니다. 3. (120)에 표시된 그래프나 분석식을 사용합니다. 마이크로전류계의 경우 RHF/Rl 값의 비선형 눈금을 그릴 수 있습니다. 이는 모든 센서에 동일합니다. 측정된 RF 전력은 기기 판독값에 특정 센서의 RL 값을 곱하여 계산됩니다(제조된 샘플의 값은 RL = 0.75mW임). 그러한 규모에서는 다이얼 게이지에 "XNUMX" 값이 표시됩니다. 측정된 입력 전력은 다음과 같습니다. RF = 0.75RL = 0.75-120 = 90mW. 그래프에서 볼 수 있듯이 RL 범위의 초기 부분만 측정에 사용되는 경우 스케일의 비선형성이 줄어듭니다. 따라서 제작된 전력계 샘플에는 두 개의 선형 마이크로 전류계 눈금이 사용됩니다. 40mW와 100mW의 두 가지 한계에 해당합니다. RL = 120mW인 특정 센서의 경우 이 범위의 상한 위치가 그림 1에 나와 있습니다. XNUMX. 비선형 및 선형 척도는 두 점(XNUMX과 최대)에서 공액입니다. 다른 지점에서는 장치가 측정된 전력 판독값을 과소평가합니다.
대부분의 RF 측정은 최대(최소) 전압 또는 전력 값 설정으로 이루어지므로 아날로그 표시가 가장 편리하며 표시된 스케일 오류는 큰 단점이 아닙니다. 또한 이 장치는 외부 디지털 전압계를 사용하여 정확한 전력 값을 측정하는 기능을 유지합니다[2]. 장치의 개략도가 그림 2에 나와 있습니다. 1. 표준 회로에 따라 전압 안정기 DA3, DA4이 포함됩니다. 커패시터 C6, C2은 출력 전압 리플 수준을 줄입니다. 통합 레귤레이터 DA2.5는 연산 증폭기에 전력을 공급하는 데 사용되는 -4V의 네거티브 바이어스를 생성합니다. DA2,5 안정기는 XNUMXV(ION)의 기준 전압원으로 기능합니다.
ACC 장치는 연산 증폭기 DA7과 트랜지스터 VT1로 만들어집니다. 이 장치의 작동 원리는 기존 보상 전압 안정기의 작동과 유사하지만 제너 다이오드 대신 백열등이라는 또 다른 비선형 요소가 설치됩니다. 브리지의 균형은 공급 전압(R10 - R20 및 센서 램프)을 변경하여 높은 정확도(최대 7...10 µV)로 유지됩니다. 브리지 저항의 저항은 ±0,1%의 오차로 선택됩니다. 브리지가 균형을 이루고 있기 때문에 램프의 직렬 연결로 센서를 연결할 때(그림 2) 등식이 충족됩니다. Rd \u9d R10 + R200 \uXNUMXd XNUMX Ohm, 여기서 Rd는 센서의 저항입니다. 디지털 3.5자리 장치는 지정된 정확도로 저항을 측정할 수 없지만 허용 오차가 5~5%인 정밀 저항기(예: C0.05-0,1V)를 사용하여 교정할 수 있습니다. 브리지 요소는 작동 중에 가열되므로 TCR 값 ±(500...1200)-10-6 1/°C가 높기 때문에 MLT 저항기는 권장되지 않습니다[6]. 저항 R7의 저항이 중요합니다. R8은 ±0,1% 이내의 차이를 보였고 공칭 값의 범위는 47~75Ω입니다. 다이어그램에 표시된 측정 브리지 암에 포함된 저항기의 전력을 줄이는 것은 권장되지 않습니다. ACC를 시작하기 위해 장치의 전원을 켜는 즉시 저항 R6은 브리지를 통해 흐르는 작은 초기 전류를 생성하므로 특정 센서에서 측정되는 최대 전력은 RXNUMX보다 약간 작습니다. XW1 고주파 커넥터는 넓은 주파수 대역에서 잡음 전압도 제거합니다. ACC 장치가 정상적으로 작동하려면 필라멘트가 약하게 빛나거나 전혀 빛나지 않는 모드에서 램프가 작동해야 합니다. 밝은 조명에서는 흐르는 전류에 대한 램프의 전압 의존성이 선형에 가깝고 이 "선형" 구간에서는 ACC가 작동하지 않습니다. 전력계가 작동하는 센서의 최대 전력은 250mW를 초과하지 않습니다. 여기서는 입력 임피던스가 50Ω인 센서만 고려됩니다. 그러나 저항이 75Ω인 센서를 사용할 수도 있습니다[2]. 이 경우 브리지 저항의 저항은 R9 = 225Ω입니다. R10 = 75옴. 동일한 램프를 사용하는 센서의 전력은 대략 두 배가 되므로 브리지 공급 전압을 높여야 합니다. "A" 유형 센서는 [1, 2]에 자세히 설명되어 있습니다. 켜져 있을 때 DC 저항은 200Ω입니다. RF 입력 측 - 50Ω 이러한 센서의 램프는 두 램프의 전압 강하가 켜져 있을 때 거의 동일하도록 쌍으로 선택해야 합니다. 여러 개의 램프 사본을 확인한 결과, 차가운 상태에서 램프의 저항이 동일하더라도 이 조건이 충족되지 않는 경우가 많다는 것을 쉽게 알 수 있습니다. 입력 저항이 50Ω ±0.25% 내에 있어야 한다고 가정합니다. 이 경우 전력계에 연결된 램프의 전압은 15% 이하로 다를 수 있습니다. 장치 작동을 테스트한 샘플 센서의 매개변수는 다음과 같습니다: Ul = 4,906V(Rl = 120mW). Un1= 2.6V. Un2= 2,306V(램프 간 전압 차이는 약 12%). 그림에서. CI의 경우 2개입니다. 센서 "A"의 C2는 공칭 값이 0,44μF이므로 주파수 범위의 하한을 1... 1,5MHz로 줄일 수 있습니다. 입력 회로의 인덕턴스를 줄이기 위해 병렬로 연결된 0.22μF 칩 커패시터 1개를 사용했습니다. [2, 0.047]에 표시된 커패시터 정격(1μF)을 사용하면 15kHz가 아닌 최소 150MHz의 주파수 범위 내에서만 XNUMX% 정도의 측정 정확도를 달성할 수 있습니다. [2]에 설명된 것과 다릅니다. 제안된 전력계는 램프가 직렬(센서 유형 "A") 또는 병렬(센서 유형 "B")로 연결되는 두 가지 유형의 센서를 사용할 수 있도록 합니다. 센서 커넥터의 핀 1과 4에 점퍼가 있는 장치에 연결된 유형 "B" 센서는 브리지의 저항 R9를 닫으므로 Рд = R10 = 50Ω입니다. 이 유형의 센서의 경우 특정 램프 쌍을 선택할 필요가 없습니다. 필요한 Rl 값을 얻으려면. 센서는 0.25~0.5개의 램프를 사용할 수 있으며 다양한 유형이 있을 수 있습니다. 주파수 범위를 아래쪽으로 확장하려면 인덕터의 인덕턴스가 증가해도 활성 저항이 증가해서는 안 됩니다(바람직하게는 50Ω 이하, 즉 0.3Ω의 0.4%). MLT-50 저항기의 크기로 약 1μH의 코일 인덕턴스를 얻으려면 인덕터를 직경 16~1mm의 와이어로 감아야 합니다. 이러한 인덕턴스를 사용하면 센서 "B"의 주파수 범위 하한이 XNUMXMHz인 반면, 센서 내부 "A"는 이미 XNUMXMHz의 주파수에서 상당히 정확합니다. DA6 칩에서. DA7 및 HL1 LED. HL2는 비교기입니다. 그 목적은 측정 브리지의 균형을 나타내는 것입니다. 균형이 맞춰지면 두 LED가 모두 꺼집니다. 다이어그램에 표시된 저항 R29 및 R31의 값을 사용하면 비교기의 데드 존은 약 ±60...90 µV입니다. 센서 입력의 RF 전력이 최대 허용 값 RL과 동일한 경우(실제로는 다소 적음) ACC는 브리지와 HL1 LED 중 하나의 균형을 맞출 수 없습니다. HL2가 ON되어 측정이 불가능함을 나타냅니다. 백열등의 관성을 통해 조절 프로세스(지속 시간 1~2초)를 명확하게 확인할 수 있습니다. 결과적으로 표시기는 또 다른 긍정적인 기능을 가지고 있어 장치 입력에서 RF 신호 진폭의 작고 빠른 변화를 확인할 수 있습니다. 이러한 진폭 변동은 스퓨리어스 주파수에서 자가 여기되기 쉬운 불안정한 증폭기 스테이지 또는 생성기의 특징인 것으로 알려져 있습니다. 예를 들어, G4-117 발생기의 전력계를 확인할 때 8MHz 이상의 주파수와 2V 이상의 출력 신호 레벨(50Ω 부하에서)에서 내부 출력 신호 진폭 안정기가 발견되었습니다. 발전기가 실제로 작동하지 않습니다. 장치 표시 장치는 DA4 연산 증폭기에서 만들어집니다. DA5. 마이크로 전류계 PA1. 가변 저항 R19(제로 보정기) 및 R24. R26 및 R25, R27(범위 보정기)을 사용하면 RL < 220mW인 모든 센서와 작동하도록 전력계를 쉽게 구성할 수 있습니다. 넓은 조정 범위의 경우 다중 회전 권선 저항기를 사용하는 것이 가장 좋습니다. 따라서 "5"을 조정하기 위해 전기 분해능이 높은 가변 저항 유형 SP35-6B가 장치에 설치됩니다 [XNUMX]. 일반적으로 다른 측정 범위로 전환할 때 추가 영점 보정은 필요하지 않습니다. 제로 및 스팬 조정은 서로 영향을 미치지 않습니다. 다이오드 브리지가 존재하는 이유는 전력이 양수이기 때문입니다. 마이크로 전류계를 켜는 이 옵션을 사용하면 바늘이 XNUMX을 교차하지 않습니다. 장치의 대부분의 요소는 하나의 보드에 배치되며 전력계 작동 중에 가열되는 요소 (DAI, DA2.VT1.R7-R10). 장치의 후면 알루미늄 패널과 열 접촉이 있어야 합니다. 닫힌 케이스에 장치를 구성하는 것이 좋습니다. 디자인은 모든 조정 요소에 대한 액세스를 제공해야 합니다. 센서 설계와 인쇄 회로 기판 설계는 그림 3에 나와 있습니다. 4, 0.22. 인쇄회로기판 뒷면의 호일은 완전히 보존되어 있습니다. 고주파 커넥터와 케이블 브레이드는 보드 양쪽에 납땜되어 있습니다. 센서의 자체 인덕턴스를 최소화하기 위해 표면 실장 커패시터(0.022 및 XNUMXμF 용량, 병렬로 연결된 두 부분)를 사용합니다. 고주파 커넥터의 하우징은 보드 양쪽의 호일에 납땜되어 있습니다.
전력계는 저항이 5Ω이고 허용 오차가 ±5%(TCS ±1·100-0.1 50/°C)인 정밀 와이어 저항기 S10-6V 1W를 사용합니다. 이러한 병렬연결 저항은 R7, R8, R10과 같이 9개가 설치되며, R2는 29개가 직렬병렬 연결되어 구성됩니다. C2-14V, C24-26와 같은 다른 정밀 저항기를 사용하는 것도 가능합니다. 저항 R5 - R2이 튜닝 중입니다. 와이어 SP5-3, SP1-4. 센서 연결용 XS5 소켓 - ONTS-VG-16-5/1-R(SG-50). 고주파 커넥터 XW73 - SR-03-2.4F. 전원 커넥터 - 핀, DJK-5.5B 소켓(XNUMX/XNUMXmm). KD906A 브리지 대신 D9, D220, KD503 시리즈와 같은 다이오드를 사용할 수 있습니다. KD521. 마이크로 전류계 - M24. 총 편차 전류가 265 - 50 µA인 M500. KR142EN12A는 저전력 수입 아날로그인 LM317LZ 및 KR 142EN19 - TL431로 대체될 수 있습니다. 전력계는 전원을 켠 후 10~15분 후에 조립된 형태로 조정됩니다. 먼저 SMH2-3 램프 쌍을 XP1 커넥터의 핀 9와 60에 연결합니다. 직렬로 연결되고 소켓 "A"와 "B"(최소 측정 한계(200mV)까지 켜지는 디지털 전압계)에 연결됩니다. 튜닝 저항 R15를 회전시키면 전압계의 판독값이 XNUMX이 됩니다. 측정 브리지의 균형을 맞춘 후 비교기가 조정됩니다. 저항 R21(또는 연산 증폭기 DA23.DA8의 초기 바이어스에 따라 R9)은 100kOhm의 가변 저항으로 일시적으로 교체됩니다(장치 본체를 열어야 함). 저항의 저항을 변경하면 두 LED가 모두 꺼지는 상태가 됩니다. 그런 다음 가변 저항을 찾은 저항에 가까운 저항을 갖는 일정한 저항으로 교체하십시오. 이러한 오프셋 조정의 한계는 상대적으로 좁기 때문에 보드에 장착하기 전에 모든 연산 증폭기의 초기 오프셋 값을 확인하는 것이 바람직하며, DA8과 같이 최소 오프셋을 갖는 마이크로 회로를 사용해야 합니다. DA9. 다른 미세 회로의 경우 적절한 가변 저항을 사용하여 작동 모드를 조정할 수 있으므로 초기 바이어스 값은 그다지 중요하지 않습니다. 비교기를 설정한 후 불감대가 ±60...90 µV인지 확인해야 합니다. 저항 R15를 사용하면 작은 한계 내에서 브리지 불균형을 해소할 수 있으며, 연결된 디지털 전압계를 사용하여 LED가 켜지는 불일치 전압을 확인할 수 있습니다. 비교기의 데드밴드는 대칭(브리지의 균형점을 기준으로)인 것이 바람직합니다. 확장하려면 저항 R29의 저항을 높일 수 있습니다. 비교기 설정이 완료되면 저항 R15를 사용하여 최종적으로 측정 브리지의 균형을 맞춥니다. 저항 R19를 사용하여 무작위로 선택된 램프의 경우 마이크로 전류계 PA1이 판독값 XNUMX으로 설정되어 있는지 확인해야 합니다. 이러한 작업이 완료되면 장치가 켜진 상태에서 기계적 안정성과 전압 차이를 기준으로 센서용 램프 쌍이 선택됩니다. 디지털 전압계는 소켓 "0", "B"로 전환되어야 합니다. Rl을 쉽게 계산할 수 있는 전압 Un이 표시됩니다. "100mW" 및 "40mW" 범위의 상위 지점은 계산을 통해 설정할 수 있습니다. 왜냐하면 주어진 Rp 값에 대해 디지털 전압계가 표시된 지점(Uzam)에 어떤 전압을 표시할지 알 수 있기 때문입니다. 센서 입력에 대한 신호는 2...3MHz보다 높은 주파수와 최소 2,5V(50Ω 부하에서)의 출력 전압을 갖는 모든 발생기에서 공급될 수 있습니다. 발전기의 신호 레벨은 다음과 같이 디지털 전압계의 판독값에 따라 조정됩니다. 전압계에 계산된 U 값이 표시되도록 한 다음 저항 R24 (R25)를 조정하여 마이크로 전류계 바늘을 마지막 눈금 분할로 설정합니다. 출력 전압이 15~24V이고 유입량이 150~200mA인 모든 소스가 장치에 전원을 공급하는 데 적합합니다. 저전력 주 전원 어댑터를 사용하는 경우 입력 전압 리플의 하한이 2.5V보다 최소 12V 이상인지 확인해야 합니다. 적절한 장치가 부족하여 제작된 장치의 특성을 직접적으로 검증하는 것은 불가능했습니다. 따라서 수백 메가헤르츠의 주파수에서 센서의 주파수 특성을 확인하는 것에 대해 말할 필요가 없습니다. 저자는 디지털 멀티미터 DT930F+(DC 전압 측정 시 정확도 등급 0.05, 저항 측정 시 정확도 등급 0.5, 최대 400Hz의 교류 전압의 rms 값 [5]), 저주파 발생기 GZ-117(최대 10MHz) 및 밀리볼트계 VZ-48(2.5Hz...45MHz 대역에서 정확도 등급 10). 5MHz 주파수에서 스케일의 여러 지점을 확인(모니터링은 마이크로 전류계 스케일이 아닌 디지털 전압계를 사용하여 수행됨)하여 전력계가 VZ-48보다 더 정확하고 안정적으로 작동하는 것으로 나타났습니다! 이 밀리볼트계의 뒷벽에는 외부(디지털) 전압계를 연결할 수 있는 테스트 소켓이 있다는 점이 좋습니다. VZ-48은 작동 주파수 범위의 중간 부분에 주파수 오류가 없다고 가정하고 400Hz의 주파수에서 0.5개의 전압 지점을 교정했습니다. 클래스 XNUMX의 기존 디지털 전압계를 사용합니다. 그 후, 발전기를 5MHz의 주파수로 재구성하고 센서 입력에서 이전에 측정된 전압 값을 디지털 전압계를 사용하여 복원했습니다(VZ-48 아날로그 스케일을 사용하지 않음). VZ-48의 판독값을 기반으로 입력 전력은 Рл = U2/50 비율로 계산되었습니다. 전력계가 나타내는 전력은 식 (2)를 사용하여 계산되었습니다. 이러한 측정 결과는 표에 나와 있습니다. 특히, 획득된 오류 값[7, 8]에서 체계적인 오류의 존재가 명확하게 표시된다는 점은 인상적입니다. 이는 전력계의 매개변수가 훨씬 더 좋아질 수 있음을 의미합니다!
다양한 서미스터가 포지티브 및 네거티브 TCS 모두에서 센서 역할을 할 수 있습니다. ACC 장치가 음의 TCR을 갖는 서미스터와 함께 작동하려면(백열등에는 양의 TCR이 있음) 장치 회로는 접점 1과 4, 2 사이의 위치로 이동해야 하는 점퍼(점선으로 강조 표시됨)를 제공합니다. 그리고 3. 네거티브 TCR을 갖는 센서로 ACC의 기능을 테스트하기 위해 "B" 센서 회로에 따라 연결된 경우 공칭 저항이 16kOhm인 비드형 서미스터 MKMT-5,1이 사용되었습니다[6]. 초기 저항의 큰 값에도 불구하고 10V의 공급 전압은 소형 서미스터를 가열하고 브리지의 균형을 맞추는 데 충분했습니다. 그러나 서미스터의 작동 온도는 백열등 필라멘트보다 훨씬 낮고 단열 성능도 떨어지기 때문에 이 센서는 온도계처럼 작동하며 제로 안정성이 매우 낮습니다. Rl 값 = 102mW. 다양한 센서를 실험해보고 싶은 분들을 위해 몇 가지 일반적인 팁을 알려드립니다. 서미스터의 초기 저항(TKS 표시에 대해)은 가열된 서미스터(또는 여러 서미스터의 조합)의 저항이 50Ω이 되도록 선택해야 합니다. 가능한 최대 가열 온도에서 달성되었습니다. 예를 들어 ST1-18 서미스터입니다. ST1 -19 비드 유형은 최대 +300°C까지 작동합니다[6]. 이 경우 센서 설계 시 서미스터의 수동적 열 안정화 및 단열 조치를 취해야 합니다. 음의 TCR을 갖는 서미스터는 스위치를 켜는 순간 저항이 너무 높을 수 있으므로 자체 발열 조건을 생성하려면 공급 전압을 크게 높여야 할 수 있습니다. 포지스터를 사용하면 전원 공급에 문제가 없습니다. SMN9-60은 제외. 다른 유형의 소형 백열 램프를 사용할 수 있으며 해당 매개변수는 [1, 2]에 나와 있습니다. 몇 밀리와트에서 수백 밀리와트까지의 RL 값을 갖는 변환기를 쉽게 구할 수 있습니다. 더 높은 RF 신호 전력은 일치하는 감쇠기를 통해 측정됩니다. 감쇠기 계산은 [9,10]에서 확인할 수 있습니다. 문학
저자: O. Fedorov, 모스크바
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