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라디오 전자 및 전기 공학의 백과사전 펄스 변환기의 전계 효과 트랜지스터 제어. 무선 전자 및 전기 공학 백과사전
무선 전자 및 전기 공학 백과사전 / 라디오 아마추어 디자이너 아시다시피 펄스 전압 변환기에서 바이폴라 트랜지스터 대신 강력한 전계 효과 트랜지스터를 사용하면 여러 가지 이점이 있습니다. 이것은 특수 문헌에서 읽을 수 있지만 첫째, 일반 독자가 실제로 액세스 할 수 없으며 둘째, 강력한 전계 효과 트랜지스터를 제어하는 문제가 일반적으로 특정 회로를 참조하지 않고 일반적인 형태로 설명되어 있으며 변환기 작동에 대한 자세한 설명은 없습니다. 이 기사의 저자는 이러한 장치에서 전계 효과 트랜지스터를 사용하는 기능을 소개합니다. 유도 n채널을 갖는 MIS 구조의 전계 효과 트랜지스터는 펄스 전압 변환기에서 가장 널리 사용됩니다. 게이트의 제로 전압(소스에 대해)에서 트랜지스터는 닫히고 상당히 명확하게 정의된 임계값을 가진 양의 전압으로 열립니다. 무화과에. 그림 1은 IRF630 트랜지스터의 게이트-소스 전압에 대한 드레인 전류의 실험적으로 측정된 의존성을 보여줍니다. 완전히 닫힌 상태에서 포화 상태까지의 입력 전압 간격은 0,5V를 초과하지 않습니다. 이는 트랜지스터가 일반적으로 스위칭되고 있음을 의미합니다.
채널에 전하 캐리어가 축적되지 않기 때문에 재흡수할 시간이 없습니다. 해당 제어 신호가 있는 드레인 전류 펄스의 상승 및 하강 기간은 20A에 도달하는 전체 작동 전류에서 30 ... 9ns입니다. 최대 작동 드레인-소스 전압 Us max = 200V, 최대 소실 전력 P pac max = 75W. MIS 트랜지스터의 입력 저항은 순전히 용량성이지만 제어 펄스가 게이트에 적용될 때 기존 커패시터처럼 동작한다는 의미는 아닙니다. 트랜지스터의 등가 회로에서 세 가지 주요 커패시턴스가 구별됩니다. 입력 Czi - 게이트와 소스 사이; 통로 Cse - 드레인과 게이트 사이, 출력 Cci - 드레인과 소스 사이. 커패시턴스 Sei는 임계 전압 Upor까지만 기존 커패시터처럼 충전되며 트랜지스터가 열리면 커패시턴스 Ссз를 통해 음의 전압 피드백이 발생합니다. 입력 커패시턴스의 충전 곡선에 수평 단면이 나타납니다. 충전 전류에 따라 지속 시간은 마이크로초 단위이지만 드레인 전류 펄스의 형성에 중요한 역할을 합니다. 충전 곡선의 특징을 연구하기 위해 노드를 조립했으며 그 다이어그램은 그림 2에 나와 있습니다. 3(저항 R1 없음). 드레인 전압이 수백 볼트에 도달하기 때문에 노드는 Upit2 및 UpitXNUMX의 두 소스에 의해 전원이 공급됩니다.
노드의 특징점에서의 응력 다이어그램은 그림 3에 임의의 척도로 표시되어 있습니다. 삼.
지금까지 입력의 양전압은 트랜지스터 VT1을 열어 둡니다. 트리거링 펄스의 상승 및 하강 기간 (오실로스코프 증폭기의 상승 시간의 합계)은 20nsec를 초과하지 않았으므로 다이어그램에 표시되지 않았습니다. 세그먼트 t1 ... t2에서 트랜지스터 VT1이 이미 닫혀 있으면 VT2도 여전히 닫혀 있고 게이트의 전압은 시간 상수 R2Czi에 따라 기하급수적으로 증가합니다. 화면에서 이 초기 섹션은 직선 세그먼트처럼 보입니다. 트랜지스터 VT2는 시간 t2에서 열립니다. 즉 약간의 지연이 있습니다. tset1 = t2 - t1로 지정하자. 순간 t2부터 커패시턴스 Ссз(밀러 효과)를 통해 드레인과 게이트 사이에 음의 피드백이 작용하기 시작합니다. 게이트의 전압은 증가를 멈추고 t2 ... t3 구간의 그래프 b는 화면의 수평선입니다. 한편, t2 시점부터 b 지점의 전압은 드레인 전류의 증가로 인해 감소하기 시작한다. 순간 t3에서 트랜지스터 VT2가 완전히 열리고 드레인 전압이 거의 1에 도달하고 일정하게 유지되며 Cse를 통해 음의 OS가 꺼집니다 (OS 전류는 XNUMX). 게이트 전압은 다시 UpitXNUMX까지 기하급수적으로 증가하기 시작합니다. 순간 t4에서 트랜지스터 VT1이 열리고 커패시턴스 Czi가 방전되기 시작합니다. 방전의 시정 수는 충전보다 훨씬 적기 때문에 트랜지스터 VT2의 게이트 전압은 매우 빠르게 감소하고 Unop 값 (순간 t5)에 도달 할 때까지 트랜지스터 VT2는 열린 상태를 유지합니다. 시간 t5에서 닫히기 시작하고 드레인의 전압이 증가하기 시작하며 음의 FB가 다시 시작됩니다. 차트 b에 단계가 나타나지만 종가가 매우 빠르기 때문에 기간이 매우 짧습니다. 게이트의 전압이 5으로 떨어지기 전에 트랜지스터가 꺼집니다. U에서 t2까지의 시간 간격은 꺼짐 지연 시간 tset5 = t4 -tXNUMX입니다. 펄스 전압 변환기의 안정적인 작동을 위한 가장 중요한 조건 중 하나는 강력한 트랜지스터를 위한 안전한 스위칭 모드를 형성하는 것입니다. 트랜지스터가 켜지면 드레인 전류는 XNUMX에서 최대로 증가하고 전압은 최대에서 거의 XNUMX으로 감소합니다. 트랜지스터가 닫히면 과정이 역전됩니다. 작동 지점의 전체 궤적에 걸쳐 전류와 전압, 그리고 이들의 곱이 모두 허용값을 초과하지 않아야 합니다. 전환 위치의 전류 및 전압 서지는 배제하거나 최소화해야 합니다. 이러한 목표는 트랜지스터의 스위칭 프로세스를 강제로 느리게 함으로써 달성됩니다. 동시에 펄스의 상승 및 하강은 트랜지스터의 열 발생을 줄이기 위해 가능한 한 짧아야 합니다. 즉, 절충안을 찾아야 합니다. 실험에 따르면 전계 효과 트랜지스터를 사용하면 바이폴라보다 문제가 더 쉽게 해결됩니다. 드레인 전류 펄스의 상승 시간은 수평 구간 t2...t3의 지속 시간과 동일하며 이는 다시 저항 R2의 저항에 비례합니다(그림 2 참조). 저항 R2의 저항에 대한 전면 지속 시간 tf의 의존성은 그림 4에 나와 있습니다. XNUMX. 따라서 이 저항을 선택하면 원하는 드레인 전류 상승률을 쉽게 설정할 수 있습니다.
그림의 방식에 따라 전계 효과 트랜지스터를 켭니다. 2에는 문제 해결에 기여하는 흥미로운 기능이 하나 있습니다. 펄스의 초기 단계에서 드레인 전류의 상승률이 눈에 띄게 감소하여 드레인 전류 펄스의 전면에 서지가 완전히 없어집니다(드레인 전류 펄스의 모양은 지점 c에서 전압 펄스의 모양으로 판단할 수 있음). 따라서 Upit630 \u1d 15V 및 R2 \u560d 0,5Ohm 인 IRF0,06 트랜지스터의 경우 topen = 7,5μs, tclose = 20μs입니다. 이러한 HIGH 폐쇄 SPEED에서 드레인 전압 펄스의 강하는 Up = 20V에서 27,5V의 서지를 갖습니다. 펄스 진폭도 XNUMXV이며 이는 서지가 진폭의 XNUMX%임을 의미합니다. 일부는 서지가 커패시턴스 Cse를 통한 입력 신호의 직접적인 통과로 인한 것이라고 생각합니다. 물론 통과 조건이 있지만 입력 신호의 전력이 너무 낮다고 생각합니다. 더 그럴듯한 원인은 드레인 전류의 급격한 감소에 대한 트랜지스터 전원 회로의 반응이라고 생각합니다. 어쨌든 이 현상은 싸워야 한다. 가장 쉬운 방법은 트랜지스터 VT2의 입력 커패시턴스 방전 시간을 늘려 서지를 줄이는 것입니다(그림 2 참조). 이를 위해 트랜지스터 VT1의 이미 터 회로에 저항 R3이 포함되었으며 R3 = 56 Ohm에서 서지 진폭은 1,75 V 또는 9 %로 감소하고 R3 = 75 Ohm에서는 펄스 진폭의 1 V 또는 5 %로 감소했습니다. 저항 R3을 사용하면 펄스 전면의 지속 시간이 약 0,1μs 정도 증가합니다. 용량이 0,47 ... 1 μF이고 저항이 1 ... 2 Ohm 인 직렬 연결된 커패시터 회로가 부하 저항 Rн의 상단 단자에 연결되면 완전히 왜곡되지 않은 펄스가 얻어집니다 (회로의 두 번째 끝은 공통 와이어에 연결됨). 이 회로는 트랜지스터 VT2의 단자에 가능한 한 가깝게 배치해야 합니다. 푸시 풀 변환기에서는 나열된 것 외에도 전류를 통해 또 다른 문제가 나타납니다. 바이폴라 트랜지스터 기반 장치에 나타나는 이유는 트랜지스터 베이스에 과도한 마이너 캐리어를 흡수하는 유한 시간이 있기 때문에 인위적으로 트랜지스터 개방을 지연시켜야 하는 이유입니다.전계 효과 트랜지스터에서는 이러한 조건에서 켜짐 및 꺼짐 지연이 자동으로 발생하고 지연 시간이 안정적입니다. 전계 효과 트랜지스터에 전하 축적이 없다는 사실에도 불구하고 관통 전류는 tset2 > tset1인 경우에만 나타날 수 있습니다. 닫힌 트랜지스터가 다른 쪽 팔에서 열리기 전에 변환기의 한쪽 팔에서 트랜지스터가 닫히도록 하면 이 전류가 발생하지 않습니다. 즉, 한 트랜지스터의 닫힘과 다른 트랜지스터의 열림 사이에 일시 중지가 있어야 합니다. 전계 효과 트랜지스터를 열려면 상대적으로 적은 전력이 필요합니다. 사전 전류 증폭 없이 논리 회로의 출력에서 제어 펄스를 직접 적용할 수 있습니다. 변환기 자체의 출력 전력은 수백 와트에 달할 수 있습니다. 강력한 전계 효과 트랜지스터를 제어하기 위해 업계에서는 최대 100mA 이상의 출력 전류를 허용하는 특수 미세 회로를 생산합니다. 그러나 이들은 Svx \u3000d 4000 ... XNUMX pF와 수백 킬로 헤르츠의 변환 주파수를 가진 트랜지스터를 제어하도록 설계된 범용 미세 회로입니다. 디지털 마이크로 회로에 의해 제어되는 트랜지스터의 스위칭 회로의 일부가 그림 5에 나와 있습니다. 1 트랜지스터 VT2 및 VT1의 입력 커패시턴스는 저항 R2 및 R1를 통해 충전되고 다이오드 VD2, VD2를 통해 각각 방전되며 이는 그림의 회로에 따라 켜는 것과 같습니다. XNUMX.
무화과에. 도 6은 트랜지스터 VT1 및 VT2의 드레인 전류 펄스를 상이한 시간 스케일로 나타낸다. 오실로스코프 화면의 신호는 톱니가 좁은 직선처럼 보입니다(그림 6, a). 스파이크는 드레인 전류 펄스 사이의 짧은 일시 중지입니다. 큰 시간 척도에서 일시 중지의 모양이 그림 6에 나와 있습니다. XNUMXb. 채널 중 하나에서 반전이 있는 "합계" 모드에서 XNUMX채널 오실로스코프의 화면에서 신호를 관찰할 수 있습니다.
그러나 그림의 다이어그램은 5는 강력한 스위칭 전원 공급 장치를 구축하는 데 일반적이지 않습니다. 그들은 강력한 트랜지스터의 제어 회로가 직류에서 서로 절연되어야 하는 하프 브리지 전압 변환기를 가장 자주 사용합니다. 하프 브리지 변환기의 다이어그램(일부 보조 노드가 없는 단순화된 형태)이 그림 7에 나와 있습니다. 5. 그림의 구성표에 따른 장치. XNUMX는 여기에서 제어 펄스 생성기 및 추가 전원으로 사용됩니다.
이 컨버터는 25kHz에서 작동합니다. 출력 전력 - 200W. CD1.1BCN 칩의 논리 요소 DD1.2, DD4011의 마스터 오실레이터는 매우 안정적으로 작동합니다. 다른 미세 회로를 사용하면 주파수가 표시된 것과 다를 수 있으며 저항 R2 (및 가능하면 R3)를 선택해야합니다. 마스터 오실레이터의 공급 전압이 561V, 즉 이 마이크로 회로에 허용되는 최대 값이기 때문에 K7LA15 마이크로 회로를 사용하는 것은 바람직하지 않습니다. IRFD010 트랜지스터는 입력 커패시턴스가 작기 때문에 펄스 사이의 일시 중지가 0,5µs를 초과하지 않습니다. 5pF 이상의 용량을 가진 커패시터 C6 및 C100(점선으로 표시됨)을 연결하여 일시 중지 시간을 늘릴 수 있습니다. 대칭 일시 중지가 가능합니다. 일시 중지가 대칭이면 트랜지스터 VT1과 VT2의 게이트 사이에 커패시터를 포함하여 더 쉽게 확장할 수 있습니다. 이 경우 펄스의 상승 및 하강 기간이 미미하게 증가합니다. 펄스 자체의 대칭은 저항 R2를 선택하여 달성됩니다. 설명된 트랜스듀서의 경우 펄스 베이스에서 일시 중지 기간은 0,1µs이고 피크 사이에는 약 0,45µs입니다. 변압기 T1의 권선 III 및 IV에서 나오는 펄스는 강력한 트랜지스터 VT3 및 VT4를 엽니다. 이러한 트랜지스터의 포함은 그림 2의 다이어그램에 표시된 것과 동일합니다. 저항 R3이있는 2 변압기 T8의 XNUMX 차 권선에서 임의의 스케일로 펄스 모양이 그림에 나와 있습니다. XNUMX.
저항 R6은 장치에서 중요한 역할을 합니다. 펄스 전면의 서지를 제거하고 공진 현상을 억제합니다. 신호를 수신하여 펄스 매개변수와 펄스 사이의 일시 중지를 관찰하고 제어하는 것이 편리합니다. 그의 저항은 이러한 목표를 달성하는 데 필요한 최소한이어야 합니다. 저자: M. Dorofeev, 모스크바
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