구적 역파 믹서. 구성표, 설명

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무선 장비를 설계하는 많은 실제 사례에서 출력에서 XNUMX개의 직각 위상 신호를 제공하는 주파수 변환기가 필요합니다. 이들은 통신용 단측파대 신호 컨디셔너, 동기 프라이밍 장치(직접 변환 수신기) 및 디지털 처리 장비에 널리 사용됩니다. 이 간행물의 저자는 구적 믹서를 쉽게 구축할 수 있는 또 다른 방법을 제공합니다.

무선 신호에 대한 완전한 설명을 위해 현재 진폭 A와 현재 위상 Ψ의 두 가지 매개변수를 설정해야 합니다. 복소 평면에서 신호는 각도 Ψ만큼 회전된 벡터 A로 표시됩니다(그림 1).

카운터 웨이브 쿼드러처 믹서

그러나 이러한 이질적인 매개변수를 전기량의 형태로 실제적으로 표현하는 것은 매우 불편합니다. 실제 축 I = A cosΨ 및 가상 축 Q = A sinΨ에 대한 신호 벡터의 투영을 사용하는 것이 훨씬 좋습니다. 이러한 매개변수는 균일하며 제로 주파수로 변환될 때 DC 전압(그러나 변조에 따라 변경됨) 전류 또는 Ψ = ωt + φ일 때 AC 전압으로 표시됩니다. 알려진 I 및 Q에서 항상 A 및 Ψ를 찾을 수 있습니다. A2 = I2 + Q2, Ψ = arctg(Q/l). 외국 문헌에서 허용되는 신호 지정: I - in phase 및 Q - quadrature. 직교 변환기를 구성하는 전통적인 기술은 믹서에 헤테로다인 전압을 공급하기 위해 회로에 설치된 고주파수(HF) 위상 천이기를 사용합니다(그림 2a). 믹서의 출력에서 차동 주파수 신호가 형성되고 신호의 위상이 주파수와 동일한 방식으로 변환되기 때문에 이러한 신호는 상대적인 위상 편이 π/2를 갖게 됩니다. 예를 들어 가역 단일 측파대 변환기에서 할당된 측파대를 보존하기 위해 고주파 변환기가 신호 회로에 설치되는 경우가 있습니다(그림 2b).

카운터 웨이브 쿼드러처 믹서

무화과에 따른 고주파 위상 시프터. 2이지만 로컬 발진기 주파수를 4로 나누면서 동시에 디지털 미세 회로에서 수행하는 것이 편리하지만 디지털 위상 시프터의 주파수 범위는 수십 MHz로 제한됩니다. 이산 LCR 요소에서 만들어진 위상 시프터의 범위는 고주파에서 마운팅 및 기타 회로 요소의 기생 인덕턴스 및 커패시턴스의 영향이 강하게 영향을 미치기 때문에 그다지 넓지 않습니다. 어떤 경우에도 튜닝 요소 없이 개별 요소에서 위상 시프터를 수행하는 것은 불가능합니다.

고주파로 전환하는 일반적인 추세는 분산 매개변수, 특히 긴 라인이 있는 회로를 사용하는 것입니다. RF 위상 시프터는 전기적 길이가 a/4인 선로에서도 수행할 수 있습니다. 실제로는 길이가 λ / 8 인 라인을 취하고 그림과 같이 입력 및 로컬 오실레이터에서 RF 신호를 서로 향하게하는 것이 더 편리합니다. 삼.

카운터 웨이브 쿼드러처 믹서

믹서 입력에서 신호의 상대적 위상 이동은 π/2에 불과합니다. 필요합니다. 그러나 동시에 신호와 로컬 발진기가 모두 동일한 입력에 공급되는 믹서가 필요합니다. 기존의 밸런스드 믹서는 여기에 적합하지 않습니다. 그러나 저자가 20년 이상 전에 제안한 역병렬 다이오드의 믹서가 가장 적합합니다! 여기에서 국부 발진기 주파수는 신호 주파수의 절반이며 F \u2d 2fl, - fc 또는 F \u16d Ic - XNUMXfl 법칙에 따라 변환이 발생합니다. LO 주파수의 라인 길이는 λ/XNUMX에 불과하지만 LO 위상과 주파수가 변환 중에 두 배가 되므로 쿼드러처 신호는 여전히 믹서의 출력에서 형성됩니다.

직교 역전파파 혼합기의 실제 구현에서는 라인에서 진행파 모드를 사용하는 것이 좋습니다(필수는 아님). 이를 위해 신호 소스의 출력 임피던스가 병렬로 연결된 믹서의 입력 임피던스는 라인의 특성 임피던스와 같아야 합니다. 인덕터를 병렬로 연결하거나 다른 방식으로 연결하여 입력 및 출력 커패시턴스를 보상해야 합니다. 라인은 인쇄된 마이크로스트립 라인의 형태로 동축 케이블 조각 형태로 만들거나 덩어리진 요소로 만들 수 있습니다.

그림에서 믹서의 실제 구현 예로서. 도 4는 46MHz의 주파수에서 실험용 헤테로다인 수신기의 입력 부분의 실제 다이어그램을 보여준다. 입력 회로는 L1C1 요소로 구성되고 UFC는 전계 효과 트랜지스터 VT1의 소스 팔로워 회로에 따라 조립됩니다. 트랜지스터 VT3의 국부 발진기의 버퍼 단계는 정확히 동일한 구성표에 따라 만들어집니다. 수신기의 국부 발진기는 2MHz의 주파수에서 석영 공진기를 사용하는 바이폴라 트랜지스터 VT23의 용량 성 6 톤 회로 방식에 따라 만들어집니다. 튜닝 저항 RXNUMX은 로컬 발진기의 전원 공급 장치 회로에 설치되어 최대 전송 계수를 얻기 위해 믹서 다이오드에서 로컬 발진기 신호의 레벨을 선택할 수 있습니다.

카운터 웨이브 쿼드러처 믹서

분리된 커패시턴스 C3 및 C8을 통해 RF 신호는 믹서가 다이오드 VD1-VD4에 연결된 라인의 끝으로 공급됩니다. 주파수가 너무 높지 않기 때문에 라인 자체는 집중 요소에 저역 통과 필터의 U 자형 링크 형태로 만들어집니다.

L2C9C10. 링크의 컷오프 주파수는 신호의 주파수보다 훨씬 높기 때문에 RF 신호의 감쇠가 아닌 위상 편이만 도입합니다. 소스 팔로워의 출력 커패시턴스와 믹서의 입력 커패시턴스는 트리머 커패시터 C9 및 C10에 의한 링크 커패시턴스의 해당 조정을 설정할 때 고려됩니다. 커패시터 C11 및 C12는 믹서 출력에서 고주파 성분을 필터링하고 오디오 대역폭을 제한합니다.

코일 L1은 PEL 7 와이어 0,5회를 포함하며 자철광 트리머를 사용하여 직경 5mm의 프레임에 만들어집니다. 라인 코일 L2는 외경이 9mm인 고주파 링(자기 회로 SB-9의 뺨)에 감겨 있고 PEL 와이어 8의 0,25턴을 포함합니다. 인덕터 L3은 직류용 믹서 회로를 닫는 데만 필요하며 인덕턴스는 중요하지 않습니다.

장치 설정은 입력 회로를 설정하고 헤테로다인 전압 레벨을 출력에서 최대 신호로 설정하고 채널의 위상 편이를 조정하는 것으로 귀결됩니다. 이를 위해 I 및 Q 신호는 적절한 증폭 후 공급됩니다(저자는 이중 K157UD2 연산 증폭기를 사용함). 오실로스코프의 X 및 Y 입력에. 채널에 대해 동일한 게인을 설정하고 커패시터 C9 및 C10을 조정하여 화면에서 올바른 원을 얻습니다.

설명된 장치는 수 마이크로볼트의 잡음 제한 감도를 제공했으며(최대 감도를 얻는 작업은 설정되지 않음) 출력에서 신호의 위상 변이 정확도는 어떤 경우에도 몇 도보다 낫습니다. 오실로스코프 화면의 수치는 직류에서 최대 수 킬로헤르츠까지의 전체 비트 주파수 범위에서 원과 구별할 수 없었습니다.

저자: V.Polyakov, 모스크바

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