일반 고려 사항

아날로그 회로와 디지털 회로의 중요한 차이점으로 인해 회로의 아날로그 부분은 회로의 나머지 부분과 분리되어야 하며 배선 시 특별한 방법과 규칙을 준수해야 합니다. 비이상적인 PCB 특성의 영향은 고주파수 아날로그 회로에서 특히 두드러지지만 이 기사에서 설명하는 일반적인 오류는 오디오 주파수 범위에서도 작동하는 장치의 성능에 영향을 미칠 수 있습니다.

이 기사의 의도는 PCB 설계자가 저지른 일반적인 실수에 대해 논의하고, 이러한 실수가 성능에 미치는 영향을 설명하고, 발생하는 문제를 해결하기 위한 권장 사항을 제공하는 것입니다.

인쇄 회로 기판 - 회로 부품

극히 드문 경우에만 아날로그 회로의 인쇄 회로 기판을 라우팅하여 도입 효과가 회로 작동에 영향을 미치지 않도록 할 수 있습니다. 동시에 장치의 아날로그 회로 특성이 모델 및 프로토타입의 특성과 동일하도록 이러한 영향을 최소화할 수 있습니다.

형세

디지털 회로 설계자는 점퍼를 추가하거나 반대로 불필요한 컨덕터를 제거하고 프로그래밍 가능한 마이크로 회로의 작동을 변경하는 등의 방법으로 제조된 보드의 작은 오류를 수정하여 곧 다음 개발로 넘어갈 수 있습니다. 이것은 아날로그 회로의 경우가 아닙니다. 이 문서에서 설명하는 일반적인 오류 중 일부는 점퍼를 추가하거나 여분의 전선을 제거하여 수정할 수 없습니다. 그들은 전체 인쇄 회로 기판을 작동 불능 상태로 만들 수 있습니다.

이러한 수정 방법을 사용하는 디지털 회로 설계자는 설계를 프로덕션에 제출하기 전에 이 기사의 자료를 읽고 이해하는 것이 매우 중요합니다. 약간의 설계 관심과 가능한 옵션에 대한 논의는 PCB가 스크랩이 되는 것을 방지할 뿐만 아니라 회로의 작은 아날로그 부분의 실수로 인한 비용을 절감합니다. 버그를 찾아 수정하는 데 수백 시간이 낭비될 수 있습니다. 프로토타이핑을 하면 이 시간을 하루 이하로 줄일 수 있습니다. 모든 아날로그 회로를 브레드보드로 만드십시오..

노이즈 및 간섭 소스

노이즈와 간섭은 회로의 품질 특성을 제한하는 주요 요소입니다. 간섭은 소스에서 방출되거나 회로 요소에서 유도될 수 있습니다. 아날로그 회로는 디지털 신호 프로세서(DSP)를 비롯한 고속 디지털 구성 요소와 함께 인쇄 회로 기판에서 흔히 볼 수 있습니다.

고주파 논리 신호는 상당한 무선 주파수 간섭(RFI)을 생성합니다. 디지털 시스템, 휴대폰, 라디오 및 텔레비전의 주요 전원 공급 장치, 형광등용 전원 공급 장치, 개인용 컴퓨터, 낙뢰 방전 등 소음 방출원의 수는 엄청납니다. 아날로그 회로가 오디오 주파수 범위에서 작동하더라도 RFI는 출력 신호에서 눈에 띄는 노이즈를 생성할 수 있습니다.

PCB 카테고리

PCB 설계의 선택은 전체적으로 장치의 기계적 성능을 결정하는 중요한 요소입니다. 인쇄 회로 기판 제조에는 다양한 품질 수준의 재료가 사용됩니다. 디자이너에게 가장 적합하고 편리한 것은 PCB 제조업체가 근처에 있는 경우입니다. 이 경우 인쇄 회로 기판 재료의 주요 매개변수인 저항률과 유전 상수를 쉽게 제어할 수 있습니다. 불행히도 이것은 충분하지 않으며 가연성, 고온 안정성 및 흡습성과 같은 다른 매개변수에 대한 지식이 종종 필요합니다. 이러한 매개변수는 인쇄 회로 기판 생산에 사용되는 부품 제조업체만 알 수 있습니다.

라미네이트된 재료는 인덱스 FR(내염성, 발화 저항성) 및 G로 지정됩니다. 인덱스 FR-1의 재료는 가장 높은 인화성을 가지며 FR-5는 가장 낮습니다. 인덱스가 G10 및 G11인 재료에는 특별한 특성이 있습니다. 인쇄 회로 기판의 재료는 표에 나와 있습니다. 1.

범주 FR-1 인쇄 회로 기판을 사용하지 마십시오. FR-1 인쇄 회로 기판이 고전력 구성 요소로 인해 열 손상을 입은 예가 많이 있습니다. 이 범주의 PCB는 판지와 비슷합니다.

FR-4는 산업용 장비 제조에 자주 사용되는 반면 FR-2는 가전 제품 제조에 사용됩니다. 이 두 범주는 산업 표준이며 FR-2 및 FR-4 회로 기판은 종종 대부분의 응용 분야에 적합합니다. 그러나 때로는 이러한 범주의 특성이 불완전하여 다른 재료를 사용해야 합니다. 예를 들어, 초고주파 애플리케이션의 경우 PTFE와 심지어 세라믹도 인쇄 회로 기판 재료로 사용됩니다. 그러나 PCB 소재가 이국적일수록 가격이 높아질 수 있습니다.

PCB 재료를 선택할 때 흡습성에 특별한 주의를 기울여야 합니다. 이 매개변수는 보드의 원하는 특성(표면 저항, 누설, 고전압 절연 특성(고장 및 스파크) 및 기계적 강도)에 강한 부정적인 영향을 미칠 수 있기 때문입니다. 또한 작동 온도에 주의하십시오. 핫스팟은 고주파수로 전환되는 대형 디지털 집적 회로 근처와 같이 예상치 못한 장소에서 발견될 수 있습니다. 이러한 영역이 아날로그 구성 요소 바로 아래에 있으면 온도 상승이 아날로그 회로의 특성에 영향을 미칠 수 있습니다.

표 1

범주	구성 요소, 주석
FR-1	종이, 페놀 성분: 상온에서 압착 및 스탬핑, 높은 흡습성
FR-2	종이, 페놀계 조성: 가전제품의 단면 인쇄회로기판에 적용, 저흡수계수
FR-3	종이, 에폭시 조성물: 기계적 및 전기적 특성이 우수한 개발
FR-4	유리 섬유, 에폭시 성분: 우수한 기계적 및 전기적 특성
FR-5	유리 섬유, 에폭시 구성: 고온에서 고강도, 불연성
G10	유리 섬유, 에폭시 구성: 높은 절연성, 유리 섬유의 최고 강도, 낮은 흡습성
G11	유리 섬유, 에폭시 구성: 고온에서 높은 굴곡 강도, 높은 내용제성

PCB 재료가 선택되면 PCB 호일의 두께를 결정해야 합니다. 이 매개변수는 주로 흐르는 전류의 최대값을 기준으로 선택됩니다. 가능하면 매우 얇은 호일을 사용하지 마십시오.

인쇄된 기판의 레이어 수

단층 인쇄 회로 기판

매우 간단한 전자 회로는 저렴한 호일 재료(FR-1 또는 FR-2)를 사용하여 단면 기판에 만들어지며 종종 양면 기판과 유사한 많은 점퍼가 있습니다. 인쇄 회로 기판을 만드는 이 방법은 저주파 회로에만 권장됩니다. 아래에 설명할 이유로, 단면 인쇄 회로 기판은 간섭에 매우 취약합니다.. 좋은 단면 PCB는 여러 가지 이유로 설계하기 어렵습니다. 그럼에도 불구하고 이런 종류의 좋은 보드가 있지만 개발할 때 미리 많이 생각해야합니다.

더블 레이어 인쇄 회로 기판

다음 레벨에는 양면 인쇄 회로 기판이 있으며 대부분의 경우 기판 재료로 FR-4를 사용하지만 때때로 FR-2도 발견됩니다. 더 나은 품질의 인쇄 회로 기판에서 이 재료로부터 구멍이 얻어지기 때문에 FR-4를 사용하는 것이 더 바람직합니다. 양면 인쇄 회로 기판의 회로는 배선하기가 훨씬 쉽습니다. 두 개의 레이어에서 교차 추적을 라우팅하는 것이 더 쉽습니다. 그러나 아날로그 회로에는 트레이스 교차가 권장되지 않습니다. 가능한 경우 하단 레이어(하단)는 그라운드 폴리곤에 할당되어야 하며 나머지 신호는 상위 레이어(상단)에 라우팅되어야 합니다. 매립지를 지상 버스로 사용하면 여러 가지 이점이 있습니다.

• 공통 와이어는 회로에서 가장 자주 연결되는 와이어입니다. 따라서 배선을 단순화하기 위해 공통 배선을 많이 사용하는 것이 좋습니다.
• 보드의 기계적 강도를 증가시킵니다.
• 공통 와이어에 대한 모든 연결의 저항이 감소하여 잡음과 간섭이 줄어듭니다.
• 각 회로 회로의 분산 정전 용량이 증가하여 방사 노이즈를 억제하는 데 도움이 됩니다.
• 스크린인 폴리곤은 폴리곤 측면에 위치한 소스에서 방출되는 픽업을 억제합니다.

모든 장점에도 불구하고 양면 인쇄 회로 기판은 특히 소 신호 또는 고속 회로의 경우 최고가 아닙니다. 일반적으로 PCB 두께, 즉 도금층 사이의 거리는 1,5mm로, 위에서 주어진 XNUMX층 인쇄 회로 기판의 일부 장점을 완전히 구현하기에는 너무 멀다. 예를 들어 할당된 용량은 이렇게 큰 간격으로 인해 너무 작습니다.

다층 인쇄 회로 기판

책임감 있는 회로 설계에는 다층 인쇄 회로 기판(MPB)이 필요합니다. 그것들을 사용하는 몇 가지 이유는 분명합니다.

• 공통 와이어 버스, 전원 버스 배선과 동일하게 편리합니다. 별도의 레이어에 있는 폴리곤이 전원 버스로 사용되는 경우 비아를 사용하여 회로의 각 요소에 전원을 공급하는 것은 매우 간단합니다.
• 신호 레이어에는 전원 레일이 없어 신호 컨덕터의 배선이 용이합니다.
• 접지와 전원 폴리곤 사이에 분포된 커패시턴스가 나타나 고주파 노이즈를 줄입니다.

다층 인쇄 회로 기판을 사용하는 이러한 이유 외에도 덜 분명한 다른 이유가 있습니다.

• Marconi 시대부터 알려진 반사 효과(이미지 평면 효과)로 인한 전자기(EMI) 및 무선 주파수(RFI) 간섭을 더 잘 억제합니다. 도체를 평평한 도체 표면에 가깝게 배치하면 대부분의 반환 고주파 전류가 도체 바로 아래의 평면으로 흐릅니다. 이 전류의 방향은 도체의 전류 방향과 반대입니다. 따라서 평면에서 도체가 반사되어 신호 전송선이 생성됩니다. 도체와 평면의 전류는 크기가 같고 방향이 반대이므로 복사 간섭이 어느 정도 감소합니다. 반사 효과는 깨지지 않는 솔리드 폴리곤에서만 효과적으로 작동합니다(그라운드 폴리곤과 음식 폴리곤 모두 가능). 무결성이 위반되면 간섭 억제가 감소합니다.
• 소규모 생산에서 전체 비용을 줄입니다. 다층 인쇄 회로 기판은 제조 비용이 더 높지만 방출 가능성은 단일 및 이중층 기판보다 적습니다. 따라서 경우에 따라 다층 기판 만 사용하면 개발 중에 설정된 방사 요구 사항을 충족하고 추가 테스트 및 테스트를 수행하지 않아도됩니다. MFP를 사용하면 20층 기판에 비해 방사 노이즈 수준을 XNUMXdB 줄일 수 있습니다.

레이어 순서

경험이 없는 설계자의 경우 PCB 레이어의 최적 순서에 대해 종종 약간의 혼란이 있습니다. 예를 들어 두 개의 신호 레이어와 두 개의 폴리곤 레이어(그라운드 레이어와 파워 레이어)를 포함하는 4 레이어 챔버를 살펴보겠습니다. 가장 좋은 레이어 순서는 무엇입니까? 화면 역할을 할 폴리곤 사이의 신호 레이어? 아니면 신호 레이어의 간섭을 줄이기 위해 폴리곤 레이어를 내부로 만들까요?

이 문제를 해결할 때 염두에 두어야 할 중요한 사항은 구성 요소가 여전히 외부 레이어에 있고 터미널에 신호를 공급하는 버스가 때때로 모든 레이어를 통과하기 때문에 레이어의 위치가 실제로 중요하지 않은 경우가 많다는 것입니다. 따라서 모든 화면 효과는 절충안일 뿐입니다. 이 경우 파워와 그라운드 폴리곤 사이에 큰 분산 용량을 생성하여 내부 레이어에 배치하는 것이 좋습니다.

외부에 신호 계층을 갖는 또 다른 이점은 연결을 수정할 수 있을 뿐만 아니라 테스트용 신호를 사용할 수 있다는 것입니다. 내부 레이어에 있는 컨덕터 연결을 변경한 적이 있는 사람이라면 누구나 이 기회를 높이 평가할 것입니다.

XNUMX개 이상의 레이어가 있는 인쇄 회로 기판의 경우 접지와 전원 평면 사이에 고속 신호 트레이스를 배치하고 저주파 레이어를 위해 외부 레이어를 남겨 두는 것이 일반적입니다.

접지

접지를 아날로그와 디지털 부분으로 나누는 것은 가장 간단하고 효과적인 노이즈 억제 방법 중 하나입니다. 다층 인쇄 회로 기판의 하나 이상의 층은 일반적으로 접지면 층 아래에 ​​할당됩니다. 개발자가 경험이 많지 않거나 부주의하면 아날로그 부분의 접지가 이러한 다각형에 직접 연결됩니다. 아날로그 리턴 전류는 디지털 리턴 전류와 동일한 회로를 사용합니다. 자동 육종가는 거의 같은 방식으로 작동하며 모든 땅을 하나로 통합합니다.

기존에 설계된 인쇄회로기판에 아날로그와 디지털 접지가 결합된 단일 접지 폴리곤을 가공할 경우 먼저 기판에서 접지를 물리적으로 분리해야 한다(이 작업 이후에는 기판의 동작이 거의 불가능해진다). 그런 다음 아날로그 회로 구성 요소의 아날로그 접지면(아날로그 접지가 형성됨)과 디지털 회로 구성 요소의 디지털 접지면(디지털 접지가 형성됨)에 모든 연결이 이루어집니다. 그리고 그 후에야 소스에서 디지털 및 아날로그 접지가 결합됩니다.

기타 토지 형성 규칙:

• 전원 및 접지 레일은 동일한 AC 전위에 있어야 합니다., 이는 디커플링 커패시터 및 분산 커패시턴스의 사용을 의미합니다.
• 아날로그 및 디지털 다각형이 겹치지 않도록 합니다(그림 1). 아날로그 전원 레일과 다각형을 아날로그 접지 다각형 위에 배치합니다(디지털 전원 레일과 유사). 어떤 지점에서 아날로그와 디지털 범위가 겹치는 경우 겹치는 영역 사이의 분산된 정전 용량이 AC 커플링을 생성하고 디지털 구성 요소의 작동으로 인한 노이즈가 아날로그 회로에 유입됩니다. 이러한 중복은 폴리곤 격리를 무효화합니다.
  
• 분리는 디지털 접지에서 아날로그를 전기적으로 분리하는 것을 의미하지 않습니다(그림 2). 그들은 일부, 바람직하게는 하나의 저임피던스 노드에서 함께 연결되어야 합니다. 적절하게 접지된 시스템에는 AC 주 전원 시스템의 접지 단자 또는 DC 전원 시스템(예: 배터리)의 공통 접지인 접지가 하나만 있습니다. 이 회로의 모든 신호 및 전원 전류는 시스템 접지 역할을 하는 단일 지점에서 이 접지로 반환되어야 합니다. 이러한 지점은 장치 케이스의 출력이 될 수 있습니다. 회로 접지를 패키지의 여러 지점에 연결할 때 접지 루프가 형성될 수 있음을 이해하는 것이 중요합니다. 단일 공통 접지점을 생성하는 것은 시스템 설계에서 가장 어려운 측면 중 하나입니다.
  
• 가능한 경우 반환 전류를 전달하도록 설계된 커넥터의 단자를 분리하십시오. 반환 전류는 시스템 접지 지점에서만 결합되어야 합니다. 커넥터 접점의 노후화와 결합 부품의 빈번한 분리로 인해 접점의 저항이 증가하므로보다 안정적인 작동을 위해서는 특정 수의 추가 핀이있는 커넥터를 사용해야합니다. 복잡한 디지털 인쇄 회로 기판에는 많은 레이어가 있으며 수백 또는 수천 개의 전도체가 포함되어 있습니다. 다른 컨덕터를 추가하면 커넥터 핀을 추가하는 것과 달리 문제가 거의 발생하지 않습니다. 이것이 실패하면 특별한 예방 조치를 취하면서 보드의 각 전원 회로에 대해 두 개의 반환 전류 컨덕터를 생성해야 합니다.
• 회로의 아날로그 구성 요소가 있는 PCB의 위치에서 디지털 신호 라인을 분리하는 것이 중요합니다. 여기에는 다각형에 의한 격리(차폐), 짧은 아날로그 신호 경로, 고속 디지털 및 중요한 아날로그 버스가 인접한 수동 구성 요소의 신중한 배치가 포함됩니다. 디지털 신호 버스는 아날로그 구성 요소 영역 주변으로 라우팅되어야 하며 아날로그 접지 및 아날로그 전원 버스 및 다각형과 겹치지 않아야 합니다. 이것이 완료되지 않으면 개발에 예상치 못한 새로운 요소인 안테나가 포함되며, 안테나의 방사는 고임피던스 아날로그 구성 요소 및 도체에 영향을 미칩니다(그림 3).

• 회로의 아날로그 부분을 보드의 I/O 연결부에 가깝게 배치하는 것은 좋은 개념입니다. 고전력 집적 회로를 사용하는 디지털 PCB 설계자는 낮은 트레이스 저항이 혼선을 제거하는 데 도움이 된다고 믿으며 아날로그 구성 요소를 연결하기 위해 폭 1mm, 길이 수 센티미터의 버스바를 사용하는 경향이 있습니다. 최종적으로 확장된 필름 커패시터는 디지털 구성 요소, 디지털 접지 및 디지털 전원에서 스퓨리어스 신호를 포착하여 문제를 악화시킵니다.

좋은 부품 배치의 예

그림 4는 전원 공급 장치를 포함하여 보드의 모든 구성 요소에 대한 가능한 레이아웃을 보여줍니다. 여기에는 XNUMX개의 분리되고 격리된 접지/전원 평면이 사용됩니다. 하나는 소스용, 하나는 디지털 회로용, 다른 하나는 아날로그 회로용입니다. 아날로그 및 디지털 부분의 접지 및 전원 회로는 전원 공급 장치에서만 결합됩니다. 고주파 노이즈는 초크에 의해 공급 회로에서 걸러집니다. 이 예에서는 아날로그 부분과 디지털 부분의 고주파수 신호가 서로 분리되어 있습니다. 이러한 설계는 구성 요소의 적절한 배치와 회로 분리 규칙 준수를 보장하기 때문에 유리한 결과를 얻을 확률이 매우 높습니다.

아날로그 접지 영역에서 아날로그 및 디지털 신호를 결합해야 하는 경우는 단 하나뿐입니다. 아날로그-디지털 및 디지털-아날로그 변환기는 아날로그 및 디지털 접지 핀이 있는 하우징에 들어 있습니다. 앞선 고려 사항을 고려하면 디지털 접지 핀과 아날로그 접지 핀이 각각 디지털 및 아날로그 접지 버스에 연결되어야 한다고 가정할 수 있습니다. 그러나 이 경우에는 그렇지 않습니다.

핀 이름(아날로그 또는 디지털)은 컨버터의 내부 구조와 내부 연결만을 나타냅니다. 회로에서 이러한 핀은 아날로그 접지 버스에 연결되어야 합니다. 연결은 집적 회로 내부에서도 이루어질 수 있지만 토폴로지 제한으로 인해 이러한 연결의 낮은 저항을 얻는 것은 다소 어렵습니다. 따라서 컨버터를 사용할 때 아날로그 및 디지털 접지 핀의 외부 연결을 가정합니다. 이것이 완료되지 않으면 미세 회로의 매개 변수가 사양에 제공된 매개 변수보다 훨씬 나빠집니다.

컨버터의 디지털 요소는 회로의 품질 특성을 저하시켜 아날로그 접지 및 아날로그 전력 회로에 디지털 노이즈를 도입할 수 있다는 점을 고려해야 합니다. 컨버터의 설계는 이러한 부정적인 영향을 고려하여 디지털 부분이 가능한 한 적은 전력을 소비하도록 합니다. 이 경우 스위칭 논리 소자의 간섭이 줄어듭니다. 컨버터의 디지털 출력이 과도하게 로드되지 않은 경우 일반적으로 내부 스위칭은 많은 문제를 일으키지 않습니다. ADC 또는 DAC를 포함하는 인쇄 회로 기판을 설계할 때 컨버터의 디지털 전력을 아날로그 접지로 분리하는 데 적절한 고려를 해야 합니다.

수동 부품의 주파수 특성

많은 설계자들이 아날로그 회로에 사용될 때 수동 부품의 주파수 제한을 완전히 무시합니다. 이러한 구성 요소는 주파수 범위가 제한되어 있으며 지정된 주파수 범위 밖에서 작동하면 예측할 수 없는 결과가 발생할 수 있습니다. 이 논의가 고속 아날로그 회로에 관한 것이라고 생각할 수도 있습니다. 그러나 이것은 사실이 아닙니다. 고주파 신호는 방사 또는 도체를 통한 직접 연결을 통해 저주파 회로의 수동 구성 요소에 매우 강하게 영향을 미칩니다. 예를 들어 연산 증폭기의 단순한 저역 통과 필터는 고주파가 입력에 적용될 때 쉽게 고역 통과 필터로 바뀔 수 있습니다.

저항기

저항의 고주파 특성은 그림 5와 같은 등가 회로로 나타낼 수 있습니다.

커패시터

커패시터의 고주파 특성은 그림 6과 같은 등가 회로로 나타낼 수 있습니다.

실제로 리액턴스가 160μΩ인 전해 커패시터를 본 사람은 아무도 없습니다. 필름 플레이트와 전해 커패시터는 기생 인덕턴스를 생성하는 꼬인 포일 레이어입니다. 세라믹 커패시터의 자체 인덕턴스 효과는 훨씬 적기 때문에 고주파에서 작동할 때 사용할 수 있습니다. 또한 커패시터는 판 사이에 누설 전류가 있으며 이는 단자와 병렬로 연결된 저항과 동일하며 단자와 판의 직렬 연결된 저항 효과에 기생 효과를 추가합니다. 또한 전해질은 완벽한 전도체가 아닙니다. 이러한 모든 저항은 합산되어 등가 직렬 저항(ESR)을 생성합니다. 직렬 저항이 리플 및 잡음 억제 효과를 제한하기 때문에 디커플러로 사용되는 커패시터는 ESR이 낮아야 합니다. 작동 온도를 높이면 등가 직렬 저항이 상당히 증가하고 커패시터의 성능이 저하될 수 있습니다. 따라서 높은 동작 온도에서 알루미늄 전해 콘덴서를 사용하려면 적절한 종류의 콘덴서(105°C)를 사용해야 합니다.

커패시터 리드도 기생 인덕턴스에 기여합니다. 정전 용량 값이 작은 경우 리드 길이를 짧게 유지하는 것이 중요합니다. 기생 인덕턴스와 커패시턴스의 조합은 공진 회로를 생성할 수 있습니다. 리드의 인덕턴스가 센티미터당 약 8nH라고 가정하면 길이가 0,01cm인 리드가 있는 12,5uF 커패시터의 공진 주파수는 약 XNUMXMHz입니다. 이 효과는 수십 년 전에 전자 진공 장치를 개발한 엔지니어들에게 알려져 있습니다. 골동품 라디오를 복원하고 이 효과를 인식하지 못하는 사람은 많은 문제에 직면합니다.

전해 커패시터를 사용할 때 올바른 연결을 관찰해야 합니다. 양극 단자는 보다 양의 DC 전위에 연결해야 합니다. 잘못된 연결은 전해 커패시터를 통해 흐르는 DC 전류로 이어져 커패시터 자체뿐만 아니라 회로의 일부도 손상시킬 수 있습니다.

드물지만 회로의 두 지점 사이의 DC 전위차가 부호를 반전시킬 수 있습니다. 이를 위해서는 내부 구조가 직렬로 연결된 두 개의 극성 커패시터와 동일한 비극성 전해 커패시터를 사용해야 합니다.

인덕턴스

인덕터의 고주파 특성은 그림 7과 같은 등가 회로로 나타낼 수 있습니다.

실제로 6,28MΩ 인덕터는 없습니다. 기생 저항의 특성은 이해하기 쉽습니다. 코일의 권선은 단위 길이당 약간의 저항이 있는 와이어로 만들어집니다. 기생 커패시턴스는 코일의 다음 권선이 이전 권선에 가깝고 밀접하게 간격을 둔 도체 사이에 용량성 결합이 발생한다는 사실을 고려할 때까지 인식하기가 더 어렵습니다. 기생 커패시턴스는 상위 작동 주파수를 제한합니다. 소형 권선 인덕터는 10~100MHz 범위에서 비효율적이 되기 시작합니다.

인쇄 회로 기판

인쇄 회로 기판 자체는 위에서 설명한 수동 부품의 특성을 가지고 있지만 그렇게 명백하지는 않습니다.

인쇄 회로 기판의 도체 패턴은 간섭의 소스이자 수신기가 될 수 있습니다. 좋은 배선은 방사원에 대한 아날로그 회로의 감도를 줄입니다.

인쇄 회로 기판은 구성 요소의 도체와 리드가 일종의 안테나를 형성하기 때문에 방사에 취약합니다. 안테나 이론은 연구하기에 상당히 복잡한 주제이므로 이 기사에서는 다루지 않습니다. 그러나 여기에 몇 가지 기본 사항이 제공됩니다.

약간의 안테나 이론

안테나의 주요 유형 중 하나는 로드 또는 직선 도체입니다. 이러한 안테나는 직선 도체가 기생 인덕턴스를 가지고 있어 외부 소스의 방사를 집중시키고 포획할 수 있기 때문에 작동합니다. 직선 도체의 총 임피던스에는 저항성(활성) 및 유도성(반응성) 구성 요소가 있습니다.

직류 또는 저주파에서는 능동 구성 요소가 우세합니다. 주파수가 증가함에 따라 반응성 구성 요소가 점점 더 중요해집니다. 1kHz ~ 10kHz 범위에서 유도 성분이 나타나기 시작하고 도체는 더 이상 저저항 커넥터가 아니라 인덕터 역할을 합니다.

PCB 컨덕터의 인덕턴스 계산 공식은 다음과 같습니다.

일반적으로 PCB 트레이스의 값은 센티미터 길이당 6nH에서 12nH 사이입니다. 예를 들어, 10cm 도체의 저항은 57mΩ이고 인덕턴스는 cm당 8nH이며, 100kHz에서 리액턴스는 50mΩ이 되고 더 높은 주파수에서는 도체가 저항이 아닌 인덕턴스가 됩니다.

휩 안테나 규칙에 따르면 파장의 약 1/20 길이에서 필드와 눈에 띄게 상호 작용하기 시작하고 최대 상호 작용은 파장의 1/4에 해당하는 핀 길이에서 발생합니다. 따라서 이전 단락의 예에서 10cm 도체는 150MHz 이상의 주파수에서 꽤 좋은 안테나가 되기 시작할 것입니다. 디지털 회로의 클록 생성기가 150MHz보다 높은 주파수에서 작동하지 않을 수 있다는 사실에도 불구하고 신호에는 항상 더 높은 고조파가 존재한다는 사실을 기억해야 합니다. PCB에 상당한 길이의 핀 리드가 있는 구성 요소가 포함된 경우 이러한 핀은 안테나 역할도 할 수 있습니다.

다른 주요 유형의 안테나는 루프 안테나입니다. 직선 도체의 인덕턴스는 구부러져 아크의 일부가 될 때 크게 증가합니다. 인덕턴스가 증가하면 안테나가 필드 라인과 상호 작용하기 시작하는 주파수가 낮아집니다.

루프 안테나 이론에 정통한 숙련된 PCB 설계자는 중요한 신호에 대한 루프를 생성하지 않는다는 것을 알고 있습니다. 그러나 일부 설계자는 이에 대해 생각하지 않으며 회로의 리턴 및 신호 전류 도체는 루프입니다. 루프 안테나의 생성은 예를 들어 쉽게 보여줍니다(그림 8). 또한 슬롯 안테나 생성이 여기에 표시됩니다.

세 가지 경우를 고려하십시오.

옵션 A는 잘못된 설계의 예입니다. 아날로그 그라운드 폴리곤을 전혀 사용하지 않습니다. 루프 회로는 접지 및 신호 도체로 구성됩니다. 전류가 흐르면 전기장과 그에 수직인 자기장이 생긴다. 이러한 필드는 루프 안테나의 기초를 형성합니다. 루프 안테나 규칙에 따르면 최대 효율을 위해서는 각 도체의 길이가 수신된 방사 파장의 절반과 같아야 합니다. 그러나 루프 안테나는 파장의 1/20에서도 여전히 매우 효과적이라는 사실을 잊지 말아야 합니다.

옵션 B가 옵션 A보다 낫지만 폴리곤에 간격이 있어 신호선을 라우팅할 특정 위치를 생성할 수 있습니다. 신호 및 반환 전류 경로는 슬롯 안테나를 형성합니다. 다른 루프는 칩 주변의 컷아웃에 형성됩니다.

옵션 B는 더 나은 디자인의 예입니다. 신호 및 반환 전류 경로가 겹치므로 루프 안테나의 효율성이 떨어집니다. 이 옵션도 IC 주위에 컷아웃이 있지만 귀선 전류 경로와 분리되어 있습니다.

신호의 반사 및 정합 이론은 안테나 이론에 가깝습니다.

PCB 도체가 90° 회전하면 반사가 발생할 수 있습니다. 이것은 주로 전류 경로의 폭 변화 때문입니다. 모서리 상단에서 트레이스 폭이 1.414배 증가하여 전송 라인의 특성, 특히 트레이스의 분산 커패시턴스와 고유 인덕턴스의 불일치가 발생합니다. 꽤 자주 PCB에서 트레이스를 90° 회전해야 합니다. 많은 최신 CAD 패키지를 사용하면 그려진 경로의 모서리를 매끄럽게 하거나 호 형태로 경로를 그릴 수 있습니다. 그림 9는 모서리 모양을 개선하기 위한 두 단계를 보여줍니다. 마지막 예만 트레이스 폭을 일정하게 유지하고 반사를 최소화합니다.

숙련된 PCB 레이아웃 작업자를 위한 팁: 스무딩 절차는 드롭릿을 생성하고 폴리곤을 붓기 전에 작업의 마지막 단계에 맡기십시오. 그렇지 않으면 더 복잡한 계산으로 인해 CAD 패키지를 매끄럽게 만드는 데 시간이 더 오래 걸립니다.

인쇄 기판의 기생 효과

- 4개의 레이어; 시그널과 그라운드 폴리곤 레이어가 인접해 있으며,

- 층간 간격 - 0,2mm,

- 도체 폭 - 0,75mm,

- 도체 길이 - 7,5 mm.

FR-4의 일반적인 ER 값은 4.5입니다.

모든 값을 공식에 ​​대입하면 1,1pF와 같은 두 버스 사이의 커패시턴스 값을 얻습니다. 이렇게 작은 용량이라도 일부 응용 프로그램에서는 허용되지 않습니다. 그림 11은 고주파 연산 증폭기의 반전 입력에 연결했을 때 1pF 커패시턴스의 효과를 보여줍니다.

이 효과는 많은 문제를 야기하지만 그럼에도 불구하고 많은 방법이 있습니다. 이들 중 가장 분명한 것은 도체 길이의 감소입니다. 또 다른 방법은 너비를 줄이는 것입니다. 반전 입력에 신호를 공급하기 위해 이 너비의 도체를 사용할 이유가 없습니다. 이 도체를 통해 흐르는 전류는 매우 적습니다. 트레이스 길이를 2,5mm로 줄이고 너비를 0,2mm로 줄이면 커패시턴스가 0,1pF로 줄어들고 이러한 커패시턴스는 더 이상 주파수 응답이 크게 증가하지 않습니다. 이를 해결하는 또 다른 방법은 반전 입력 아래의 다각형 부분과 그에 접근하는 도체를 제거하는 것입니다.

연산 증폭기의 반전 입력, 특히 고속 연산 증폭기는 고이득 회로에서 발진하기 쉽습니다. 이는 연산 증폭기 입력 스테이지의 원치 않는 커패시턴스 때문입니다. 따라서 기생 커패시턴스를 줄이고 피드백 부품을 반전 입력에 최대한 가깝게 배치하는 것이 매우 중요합니다. 취해진 조치에도 불구하고 증폭기가 여기되면 회로의 공진 주파수를 변경하기 위해 피드백 저항의 저항을 비례 적으로 줄여야합니다. 그러나 저항을 늘리는 것도 도움이 될 수 있지만 그 이유는 훨씬 적습니다. 여기 효과는 또한 회로의 임피던스에 따라 달라집니다. 피드백 저항을 변경할 때 보정 커패시터의 커패시턴스 변경을 잊지 마십시오. 또한 저항의 저항이 감소하면 회로의 전력 소비가 증가한다는 사실을 잊어서는 안됩니다.

PCB 트레이스의 폭은 무한정 줄일 수 없습니다. 제한 너비는 기술 프로세스와 호일의 두께에 의해 결정됩니다. 두 도체가 서로 가까이 지나가면 그 사이에 용량성 및 유도성 결합이 형성됩니다(그림 12).

이러한 기생 효과를 설명하는 관계는 이 기사에서 제공하기에 충분히 복잡하지만 전송선 및 스트립라인에 대한 문헌에서 찾을 수 있습니다.

차동 또는 마이크로스트립 배선의 경우를 제외하고 신호 배선은 서로 병렬로 연결하면 안 됩니다. 컨덕터 사이의 간격은 컨덕터 너비의 XNUMX배 이상이어야 합니다.

아날로그 회로의 트레이스 간 커패시턴스는 큰 저항 값(수 MΩ)의 경우 문제가 될 수 있습니다. 연산 증폭기의 반전 입력과 비반전 입력 간의 상대적으로 큰 용량성 결합으로 인해 회로가 쉽게 자가 여기될 수 있습니다.

인쇄 회로 기판을 배치할 때 비아를 생성해야 할 때마다, 즉 상호 연결(그림 13)할 때 기생 인덕턴스도 발생한다는 점을 기억해야 합니다. 도금 후 구멍 직경 d와 채널 길이 h로 인덕턴스는 다음과 같은 대략적인 공식을 사용하여 계산할 수 있습니다.

예를 들어, d=0,4mm 및 h=1,5mm(일반적인 값)에서 홀의 인덕턴스는 1,1nH입니다.

홀의 인덕턴스는 동일한 기생 커패시턴스와 함께 고주파에서 작업할 때 영향을 받을 수 있는 공진 회로를 형성합니다. 구멍의 고유 인덕턴스는 매우 낮고 공진 주파수는 기가헤르츠 범위 어딘가에 있지만 신호가 경로를 따라 여러 비아를 통과하도록 강제되면 인덕턴스가 합산되고(직렬 연결에서) 공진 주파수가 떨어집니다. 결론: 아날로그 회로의 중요한 고주파 컨덕터를 라우팅할 때 많은 수의 비아를 피하십시오.. 또 다른 부정적인 현상은 접지 폴리곤에 많은 수의 비아가 있으면 루프가 생성될 수 있다는 것입니다. 최고의 아날로그 배선 - 모든 신호 컨덕터는 동일한 PCB 레이어에 있습니다.

위에서 논의한 기생 효과 외에도 보드 표면이 불충분하게 깨끗한 것과 관련된 효과도 있습니다.

회로에 큰 저항이 있는 경우 보드 청소에 특별한 주의를 기울여야 합니다. 플럭스 잔류물과 오염 물질은 PCB 제조의 마지막 단계에서 제거해야 합니다. 최근에는 인쇄회로기판을 실장할 때 수용성 플럭스를 많이 사용한다. 유해성이 적기 때문에 물로 쉽게 제거됩니다. 그러나 동시에 깨끗하지 않은 물로 기판을 세척하면 추가 오염이 발생하여 유전 특성이 악화될 수 있습니다. 따라서 고임피던스 회로가 있는 PCB를 깨끗한 증류수로 세척하는 것이 매우 중요합니다.

신호 인터커플링

아날로그와 디지털 부품이 모두 포함된 인쇄 회로 기판을 분리해야 하는 경우 논리 소자의 전기적 특성에 대해 최소한 약간의 아이디어가 필요합니다.

논리 소자의 일반적인 출력 단계에는 서로 직렬로 연결된 두 개의 트랜지스터와 전원 회로와 접지 회로 사이가 포함됩니다(그림 14).

출력 단계가 한 논리 상태에서 다른 논리 상태로 전환되면 상황이 극적으로 바뀝니다. 이 경우 짧은 시간 동안 두 트랜지스터를 동시에 열 수 있으며 두 개의 직렬 연결된 트랜지스터를 통해 전원 버스에서 접지 버스까지의 전류 경로 섹션의 저항이 감소하기 때문에 출력단 공급 전류가 크게 증가합니다. 전력 소비가 급격히 증가한 다음 감소하여 공급 전압의 국부적 변화와 급격하고 단기적인 전류 변화가 나타납니다. 이러한 전류 변화로 인해 RF 에너지가 방출됩니다. 비교적 단순한 인쇄 회로 기판에서도 수십 또는 수백 개의 논리 소자 출력 단계가 있을 수 있으므로 동시 작동의 전체 효과는 매우 클 수 있습니다.

이러한 전류 서지가 발생하는 주파수 범위를 정확하게 예측하는 것은 불가능합니다. 발생 빈도는 논리 소자의 스위칭 트랜지스터의 전파 지연을 비롯한 여러 요인에 따라 달라지기 때문입니다. 또한 지연은 생산 공정 중에 발생하는 많은 임의의 원인에 따라 달라집니다. 스위칭 잡음은 전체 범위에 걸쳐 광대역 고조파 분포를 가집니다. 디지털 노이즈를 억제하기 위한 몇 가지 방법이 있으며 그 적용은 노이즈의 스펙트럼 분포에 따라 다릅니다.

표 2는 일반적인 커패시터 유형에 대한 최대 작동 주파수를 나열합니다.

표 2

유형	최대 주파수
알루미늄 전해질	100 кГц
탄탈륨 전해	1 MHz
운모	500 MHz
세라믹	1 GHz의

표에서 탄탈륨 전해 커패시터는 1MHz 미만의 주파수에 사용되며 더 높은 주파수에서는 세라믹 커패시터를 사용해야 합니다. 커패시터에는 자체 공진이 있으며 잘못된 선택은 도움이 될뿐만 아니라 문제를 악화시킬 수 있음을 기억해야합니다. 그림 15는 두 개의 범용 커패시터인 10µF 탄탈륨 전해와 0,01µF 세라믹의 일반적인 자체 공진을 보여줍니다.

실제 사양은 제조업체마다 다를 수 있으며 동일한 제조업체에서도 로트마다 다를 수 있습니다. 커패시터가 효과적으로 작동하려면 커패시터가 억제하는 주파수가 자체 공진 주파수보다 낮은 범위에 있어야 한다는 것을 이해하는 것이 중요합니다. 그렇지 않으면 리액턴스의 특성이 유도성이고 커패시터가 더 이상 효과적으로 작동하지 않습니다.

단일 0,1uF 커패시터가 모든 주파수를 거부한다는 사실을 잊지 마십시오. 작은 커패시터(10nF 이하)는 더 높은 주파수에서 더 효율적으로 작동할 수 있습니다.

IC 전원 디커플링

고주파 노이즈를 억제하기 위한 통합 회로 전원 디커플링은 전원 핀과 접지 핀 사이에 연결된 하나 이상의 커패시터로 구성됩니다. 리드를 커패시터에 연결하는 컨덕터를 짧게 유지하는 것이 중요합니다. 그렇지 않은 경우 컨덕터의 자체 인덕턴스가 중요한 역할을 하고 디커플링 커패시터 사용의 이점을 무효화합니다.

디커플링 커패시터는 패키지 내부에 1, 2 또는 4개의 opamp가 있는지 여부에 관계없이 마이크로 회로의 각 패키지에 연결되어야 합니다. op 앰프가 바이폴라 공급 장치에 의해 전원이 공급되는 경우 디커플링 커패시터가 각 전원 핀에 위치해야 한다는 것은 말할 필요도 없습니다. 커패시턴스 값은 회로에 존재하는 노이즈 및 간섭 유형에 따라 신중하게 선택해야 합니다.

특히 어려운 경우 전원 출력과 직렬로 연결된 인덕터를 추가해야 할 수 있습니다. 인덕턴스는 커패시터의 뒤가 아니라 앞에 위치해야 합니다.

또 다른 저렴한 방법은 인덕턴스를 낮은 저항 저항(10 ... 100 옴)으로 교체하는 것입니다. 이 경우 디커플링 커패시터와 함께 저항은 저주파 필터를 형성합니다. 이 방법은 전력 소비에 더 의존하게 되는 op-amp의 공급 범위를 줄입니다.

일반적으로 전원 회로의 저주파 노이즈를 억제하려면 전원 입력 커넥터에 하나 이상의 알루미늄 또는 탄탈륨 전해 커패시터를 사용하면 충분합니다. 추가 세라믹 커패시터는 다른 보드의 고주파 노이즈를 억제합니다.

입출금 예치금

유도된 노이즈의 주파수 범위가 회로의 주파수 범위와 크게 다른 상황에서 해결책은 간단하고 분명합니다. 수동 RC 필터를 배치하여 고주파 노이즈를 억제하는 것입니다. 그러나 패시브 필터를 사용할 때는 주의해야 합니다. 그 특성(수동 부품의 주파수 특성이 불완전하기 때문에)은 컷오프 주파수(f_3db). 서로 다른 주파수 범위로 조정된 직렬 연결 필터를 사용하는 경우 고역 통과 필터가 간섭원에 가장 가까워야 합니다. 페라이트 인덕터는 노이즈 억제에도 사용할 수 있습니다. 그들은 특정 특정 주파수까지 저항의 유도 특성을 유지하고 저항이 활성화됩니다.

아날로그 회로에 대한 간섭이 너무 커서 스크린을 사용해야만 제거(또는 최소한 감소)할 수 있습니다. 효과적으로 작동하려면 대부분의 문제를 일으키는 주파수가 회로에 들어갈 수 없도록 신중하게 설계해야 합니다. 이는 차폐물에 차폐된 방사선 파장의 1/20보다 큰 구멍이나 컷아웃이 없어야 함을 의미합니다. PCB 설계 초기부터 의도한 화면을 위한 충분한 공간을 확보하는 것이 좋습니다. 쉴드를 사용할 때 회로에 대한 모든 연결에 페라이트 링(또는 비드)을 추가로 사용할 수 있습니다.

연산 증폭기 본체

단일 연산 증폭기에서 출력은 입력의 반대쪽에 있습니다. 이로 인해 피드백 와이어의 길이로 인해 고주파수에서 증폭기를 작동하기 어려울 수 있습니다. 이를 극복하는 한 가지 방법은 증폭기와 피드백 부품을 PCB의 반대편에 배치하는 것입니다. 그러나 이로 인해 그라운드 폴리곤에 최소 두 개의 추가 구멍과 컷아웃이 생깁니다. 경우에 따라 두 번째 증폭기를 사용하지 않고 출력을 올바르게 연결해야 하는 경우에도 이 문제를 해결하기 위해 이중 연산 증폭기를 사용할 가치가 있습니다. 그림 17은 반전 연결을 위한 피드백 루프 와이어의 단축을 보여줍니다.

위의 것 외에도 이중 및 쿼드 연산 증폭기를 사용하면 더 단단히 실장할 수 있습니다. 별도의 증폭기는 그대로 서로에 대해 미러링됩니다(그림 18).

그림 17과 18에는 단일 공급 장치가 있는 미드레인지 드라이버와 같이 정상 작동에 필요한 모든 연결이 나와 있지 않습니다. 그림 19는 쿼드 증폭기를 사용할 때 이러한 드라이버의 다이어그램을 보여줍니다.

다이어그램은 0402개의 독립적인 반전 단계를 구현하는 데 필요한 모든 연결을 보여줍니다. 반 전압 드라이버의 도체가 집적 회로 패키지 바로 아래에 위치하여 길이를 줄일 수 있다는 사실에주의해야합니다. 이 예는 어떻게 해야 하는지가 아니라 무엇을 해야 하는지를 보여줍니다. 예를 들어 중간 레벨 전압은 XNUMX개의 증폭기 모두에서 동일할 수 있습니다. 패시브 구성 요소의 크기를 적절하게 조정할 수 있습니다. 예를 들어 크기 XNUMX 평면 부품은 표준 SO 패키지의 핀 간격과 일치합니다. 이것은 고주파 애플리케이션을 위한 매우 짧은 컨덕터 길이를 허용합니다.

연산 증폭기 패키지 유형에는 주로 DIP(dual-in-line) 및 SO(small-outline)가 포함됩니다. 패키지 크기가 줄어들면 리드 간격도 줄어들어 더 작은 수동 부품을 사용할 수 있습니다. 전체적으로 회로의 크기를 줄이면 기생 인덕턴스가 줄어들고 더 높은 주파수에서 작동할 수 있습니다. 그러나 이로 인해 구성 요소와 도체 사이의 용량성 결합이 증가하여 혼선이 더 심해집니다.

체적 및 표면 실장

또한 애드온 구성 요소를 사용할 때 보드의 크기와 도체의 길이가 증가하여 회로가 고주파에서 작동하지 않습니다. 비아에는 자체 인덕턴스가 있어 회로의 동적 특성에도 제한이 있습니다. 따라서 플러그인 구성 요소는 고주파 회로 또는 고속 논리 회로 근처에 있는 아날로그 회로에는 권장되지 않습니다.

일부 설계자는 도체의 길이를 줄이기 위해 저항을 수직으로 배치합니다. 언뜻보기에 이것은 경로의 길이를 줄이는 것처럼 보일 수 있습니다. 그러나 이렇게 하면 저항을 통과하는 전류 경로가 증가하고 저항 자체가 루프(인덕턴스 코일)가 됩니다. 방사 및 수신 용량은 여러 번 증가합니다.

표면 실장에는 구성 요소의 각 핀에 대한 구멍이 필요하지 않습니다. 그러나 회로를 테스트할 때 문제가 있으며 특히 소규모 부품을 사용할 때 비아를 테스트 포인트로 사용해야 합니다.

미사용 OU 섹션

결론

• 인쇄 회로 기판을 전기 회로 부품으로 생각하십시오.
• 소음 및 간섭의 원인에 대한 아이디어와 이해가 있어야 합니다.
• 모델 및 레이아웃 회로.

인쇄 회로 기판:

• 고품질 재료(예: FR-4)로만 인쇄 회로 기판을 사용하십시오.
• 다층 인쇄 회로 기판으로 만든 회로는 20층 기판으로 만든 회로보다 외부 간섭에 XNUMXdB 덜 민감합니다.
• 서로 다른 랜드 및 피드에 대해 별도의 겹치지 않는 폴리곤을 사용합니다.
• PCB의 내부 레이어에 접지 및 전원 다각형을 배치합니다.

Компоненты :

• 보드의 수동 부품 및 트레이스에 의해 도입된 주파수 제한에 유의하십시오.
• 고속 회로에서 수동 부품의 수직 배치를 피하십시오.
• 고주파 회로의 경우 표면 실장용으로 설계된 부품을 사용하십시오.
• 도체는 짧을수록 좋습니다.
• 더 긴 도체 길이가 필요한 경우 폭을 줄입니다.
• 활성 구성 요소의 사용하지 않는 리드는 올바르게 연결해야 합니다.

• 전원 커넥터 근처에 아날로그 회로를 배치하십시오.
• 보드의 아날로그 영역을 통해 논리 신호를 전달하는 와이어를 절대 라우팅하지 않으며 그 반대도 마찬가지입니다.
• 연산 증폭기의 반전 입력에 적합한 도체를 짧게 만드십시오.
• 연산 증폭기의 반전 입력과 비반전 입력의 컨덕터가 장거리에서 서로 평행하지 않은지 확인하십시오.
• 여분의 비아를 사용하지 마십시오. 자체 인덕턴스가 추가 문제로 이어질 수 있습니다.
• 도체를 직각으로 연결하지 말고 가능한 경우 모서리의 상단을 부드럽게 만드십시오.

교환:

• 올바른 유형의 커패시터를 사용하여 전원 회로의 노이즈를 억제하십시오.
• 저주파 간섭 및 노이즈를 억제하려면 전원 입력 커넥터에 탄탈륨 커패시터를 사용하십시오.
• 고주파 간섭 및 노이즈를 억제하려면 전원 입력 커넥터에 세라믹 커패시터를 사용하십시오.
• 마이크로 회로의 각 전원 출력에 세라믹 커패시터를 사용하십시오. 필요한 경우 서로 다른 주파수 범위에 대해 여러 커패시터를 사용하십시오.
• 회로에서 여기가 발생하면 더 큰 값이 아닌 더 작은 커패시턴스 값을 가진 커패시터를 사용해야합니다.
• 전원 회로의 어려운 경우에는 작은 저항 또는 인덕턴스의 직렬 연결된 저항을 사용하십시오.
• 아날로그 전원 디커플링 커패시터는 디지털 접지가 아닌 아날로그 접지에만 연결해야 합니다.

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