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라디오 전자 및 전기 공학의 백과사전 우리는 SWR을 측정합니다: 이론과 실제. 무선 전자 및 전기 공학 백과사전
무선 전자 및 전기 공학 백과사전 / 안테나. 측정, 조정, 조정 피더와 안테나의 정합 품질을 측정하는 장치(SWR 미터)는 아마추어 무선국에서 없어서는 안 될 부분입니다. 그러한 장치가 제공하는 안테나 경제 상태에 대한 정보는 얼마나 신뢰할 수 있습니까? 연습에 따르면 공장에서 만든 모든 SWR 미터가 높은 측정 정확도를 제공하는 것은 아닙니다. 수제 디자인의 경우 더욱 그렇습니다. 독자의 관심을 끈 기사에서 변류기가 있는 SWR 미터가 고려됩니다. 이 유형의 장치는 전문가와 라디오 아마추어 모두에게 널리 사용됩니다. 이 기사는 작업 이론을 제공하고 측정 정확도에 영향을 미치는 요소를 분석합니다. 가장 까다로운 무선 아마추어를 만족시킬 특성인 SWR 미터의 두 가지 단순하고 실용적인 설계에 대한 설명으로 끝납니다. 약간의 이론 송신기에 연결된 파동 임피던스 Zo의 균일한 연결선(피더)에 저항 Zn≠Zo가 부하되면 입사파와 반사파가 모두 발생합니다. 반사 계수 r(반사)은 일반적으로 부하에서 반사된 파동의 진폭과 입사파의 진폭의 비율로 정의됩니다. 전류 반사 계수 r과 전압 ru는 반사파와 입사파의 해당 양의 비율과 같습니다. (입사 전류에 대한) 반사 전류의 위상은 Zн와 Zо 사이의 비율에 따라 달라집니다. Zн>Z®이면 반사 전류는 입사 전류와 역위상이 되고 Zн이면 반사 계수 r의 값은 다음 공식에 의해 결정됩니다.
여기서 Rn 및 Xn은 각각 부하 저항의 능동 및 무효 구성 요소입니다 순수 능동 부하 Xn = 0인 경우 공식은 r=(Rn-Zo)/(Rn+Zo)로 단순화됩니다. 예를 들어 특성 임피던스가 50옴인 케이블에 75옴 저항이 장착된 경우 반사 계수는 r = (75-50)/(75+50) = 0,2가 됩니다. 무화과에. 도 1a는 이 특정한 경우에 대한 라인을 따른 전압 Ul 및 전류 Il의 분포를 보여준다(라인의 손실은 고려되지 않음). 전류에 대한 y축의 스케일은 Z배 더 큰 것으로 간주됩니다. 이 경우 두 그래프의 수직 크기는 동일합니다. 점선은 Rн=Zо일 때 전압 Ulo와 전류 Ilo의 그래프이다. 예를 들어, 길이 λ의 라인 섹션이 사용됩니다. 길이가 길면 패턴이 0,5λ마다 주기적으로 반복됩니다. 입사 위상과 반사 위상이 일치하는 선의 지점에서 전압은 최대이며 Ul max -= Ulo(1 + r) = Ulo(1 + 0,2) = 1,2Ulo와 같고 위상이 반대인 지점에서는 최소이며 Ul min = Ulo(1 - 0,2) = = 0,8Ulo와 같습니다. 정의에 따라 SWR \u1d Ul max / / Ul min \u2d 0l8Ulo / 1I5Ulo \uXNUMXd XNUMXIXNUMX입니다.
SWR 및 r을 계산하는 공식은 SWR = (1+r)/(1-r) 및 r = = (SWR-1)/(SWR+1)로 작성할 수도 있습니다. 최대 및 최소 전압 Ul max + Ul min = Ulo (1 + r) + Ulo (1 - r) = 2Uno의 합과 그 차이 Ul max - Ul min = 2Ulo라는 중요한 점에 주목합니다. 얻어진 값에 기초하여 입사파의 전력 Рpad = Ulo2/Zo 및 반사파의 전력 Pref = (rUlo)2/Zo를 계산할 수 있습니다. 우리의 경우(SWR = 1,5 및 r = 0,2의 경우) 반사파의 전력은 입사파 전력의 4%에 불과합니다. Ul max와 Ul min의 값을 찾아 선로 구간을 따라 전압 분포를 측정하여 SWR을 결정하는 것은 과거에 널리 사용되었습니다. 개방형 가공선뿐만 아니라 동축 피더(주로 VHF)에서도 마찬가지입니다. 이를 위해 우리는 RF 전압계의 헤드 인 프로브가 삽입 된 트롤리가 움직이는 긴 세로 슬롯이있는 피더의 측정 섹션을 사용했습니다. SWR은 길이가 0,5λ 미만인 라인의 와이어 중 하나에서 전류 Il을 측정하여 결정할 수 있습니다. 최대 값과 최소값을 결정한 후 SWR \uXNUMXd Imax / Imin을 계산하십시오. 전류를 측정하기 위해 전류-전압 변환기는 부하 저항이 있는 변류기(TT) 형태로 사용되며, 전압은 측정된 전류에 비례하고 동위상입니다. 우리는 흥미로운 사실에 주목합니다-TT의 특정 매개 변수를 사용하면 출력에서 라인의 전압 (도체 사이)과 동일한 전압을 얻을 수 있습니다. Utl = IlZo. 무화과에. 1b는 선에 따른 Ul의 변화 그래프와 Utl의 변화 그래프를 함께 보여준다. 그래프는 진폭과 모양이 같지만 서로에 대해 0.25X만큼 이동합니다. 이 곡선을 분석하면 라인의 어느 지점에서나 Ul 및 UTL 값을 동시에 측정하여 g(또는 SWR)를 결정할 수 있음을 알 수 있습니다. 두 곡선(지점 1과 2)의 최대값과 최소값 위치에서 이는 명백합니다. Ul / Utl(또는 Utl / Ul) 값의 비율은 SWR과 같고 합계는 2Ulo이고 차이는 2rUlo입니다. 중간 지점에서 Ul과 Utl은 위상 편이되며 이미 벡터로 추가되어야 하지만 반사된 전압 파동은 항상 반사된 전류 파동과 위상이 반대이고 rUlo = rUtlo이기 때문에 위의 관계가 유지됩니다. 따라서 전압계, 보정된 전류-전압 변환기 및 덧셈-뺄셈 회로를 포함하는 장치를 사용하면 라인의 어느 위치에서든 켜질 때 Ppad 및 Rotr뿐만 아니라 r 또는 SWR과 같은 라인 매개변수를 결정할 수 있습니다. 이러한 종류의 장치에 대한 최초의 정보는 1943년으로 거슬러 올라가며 [1]에 재현되어 있습니다. 저자에게 알려진 최초의 실용적인 장치는 [2, 3]에 설명되어 있습니다. 기본으로 사용되는 회로의 변형이 그림 2에 나와 있습니다. XNUMX. 포함된 장치:
변압기 T1의 1차 권선은 회로에 따라 송신기가 좌측 커넥터에 연결되고 부하가 우측 커넥터에 연결될 때 총 전압 Uc + UT가 다이오드 VD2에 공급되고 차 전압이 다이오드 VD2에 인가되는 방식으로 연결됩니다. 라인의 파동 임피던스와 동일한 저항을 가진 저항성 기준 부하가 SWR 미터의 출력에 연결되면 반사파가 없으므로 VD1의 RF 전압은 1이 될 수 있습니다. 이는 튜닝 커패시터 C3을 사용하여 전압 UT와 Uc를 균등화하여 장치의 균형을 맞추는 과정에서 달성됩니다. 위와 같이 설정 후 차이 전압의 크기(Zн≠Zо에서)는 반사 계수 r에 비례합니다. 실부하 측정은 다음과 같이 수행됩니다. 먼저 다이어그램에 표시된 SA100 스위치의 위치("입사파")에서 교정 가변 저항 R1은 계측기 바늘을 눈금의 마지막 분할(예: 75μA)로 설정합니다. 그런 다음 스위치 SA20은 구성표("반사파")에 따라 낮은 위치로 이동하고 r 값이 계산됩니다. RH = 0,2 Ohm인 경우 장치는 1 μA를 표시해야 하며 이는 r = 0,2에 해당합니다. SWR 값은 SWR \u1d (0,2 +1,5) / / (100-20) \u100d 20 또는 SWR \u1,5d (XNUMX + XNUMX) / / (XNUMX-XNUMX) \uXNUMXd XNUMX 공식에 의해 결정됩니다. 이 예에서 검출기는 선형이라고 가정합니다. 사실 비선형성을 고려한 보정을 도입해야 합니다. 적절하게 보정되면 기기를 사용하여 입사 및 반사 전력을 측정할 수 있습니다. 측정 장치로서의 SWR 미터의 정확도는 주로 Rн = Zo에서 SA1 "반사파" 위치에서 균형을 잡는 장치의 정확도에 따라 여러 요인에 따라 달라집니다. 이상적인 밸런싱은 크기가 같고 위상이 완전히 반대인 전압 Uс 및 Uт에 해당합니다. 즉, 이들의 차이(대수 합)는 0,5입니다. 실제 설계에는 항상 균형이 맞지 않는 Ures가 있습니다. 이것이 최종 측정 결과에 어떤 영향을 미치는지 예를 들어 보겠습니다. 균형을 잡을 때 전압 Uc = 0,45V 및 Ut = 0,05V가 얻어졌다고 가정해 보겠습니다(즉, 불균형은 75V이며 이는 매우 현실적입니다). 50옴 라인에서 Rn = 75옴의 부하를 사용하면 실제로 SWR = 50/1,5 = 0,2 및 r = 0,2가 되며, 장치 내 수준으로 다시 계산된 반사파의 크기는 rUc = 0,5x0,1 = 0,2V 및 rUt = 0,45x0,09 = XNUMXV가 됩니다. 다시 Fig. 1b, SWR = 1,5에 대해 표시된 곡선(선에 대한 곡선 Ul 및 Utl은 우리의 경우 Uc 및 Ut에 해당함). 지점 1에서 Uс max = 0,5 + 0,1 = 0,6 V, Ut min = 0,45 - 0,09 = 0,36 V 및 SWR = 0,6 / 0,36 = 1,67. 2UTmax = 0,45 + 0,09 = 0,54V 지점에서 Ucmin = 0,5 - 0,1 = 0.4 및 SWR = 0,54 / 0,4 = 1,35. 이 간단한 계산을 통해 이러한 SWR 미터가 실제 SWR = 1,5인 라인에 연결된 위치에 따라 또는 장치와 부하 사이의 라인 길이가 변경될 때 1,35에서 1,67까지 다른 SWR 값을 읽을 수 있음을 알 수 있습니다! 무엇이 부정확한 균형으로 이어질 수 있습니까? 1. 전도를 중단하는 게르마늄 다이오드(이 경우 VD2)의 차단 전압은 약 0,05V입니다. 따라서 UOCT < 0,05V에서 PA1 장치는 "2"을 표시하고 밸런싱 오류가 발생할 수 있습니다. 전압 Uc와 그에 따라 UT가 여러 번 상승하면 상대 부정확도가 크게 감소합니다. 예를 들어, Uc = 1,95V 및 UT = 0,05V(Ures = 1,46V)인 경우 위 예의 SWR 제한은 1,54에서 XNUMX까지만 가능합니다. 2. 전압 Uc 또는 UT의 주파수 의존성 존재. 이 경우 전체 작동 주파수 범위에서 정밀한 균형을 이룰 수 없습니다. 가능한 이유 중 하나의 예를 살펴보겠습니다. 장치가 직경이 2mm이고 길이가 각각 150mm 인 와이어 리드가있는 0,5pF 용량의 분배기 커패시터 C10를 사용한다고 가정합니다. 길이가 20mm인 이 직경의 와이어의 측정된 인덕턴스는 L = 0,03μH로 밝혀졌습니다. 상위 작동 주파수 f = 30 MHz에서 커패시터 저항은 Xc = 1 / 2πfС = -j35,4 Ohm, 단자 XL = 22πfL = j5,7 Ohm의 총 리액턴스가 됩니다. 결과적으로 디바이더 하단 암의 저항은 -j35,4 + j5f7 = -j29,7 옴(177pF 커패시터에 해당)으로 감소합니다. 동시에 7MHz 이하의 주파수에서는 리드의 영향이 미미합니다. 따라서 결론은 디바이더의 하부 암에서 최소한의 리드(예: 기준 또는 피드스루)가 있는 비유도 커패시터를 사용해야 하며 여러 커패시터를 병렬로 연결해야 한다는 것입니다. "상부"커패시터 C1의 결론은 상부 커패시터의 Xc가 하부 커패시터의 Xc보다 수십 배 더 크기 때문에 실제로 상황에 영향을 미치지 않습니다. 독창적인 솔루션을 사용하여 전체 동작 주파수 대역에서 균일한 밸런싱을 얻을 수 있으며, 이에 대해서는 실제 설계 설명에서 설명합니다. 3. 기생 반응성의 영향으로 위상이 다른 전압 Uc 및 UT(ZH = Zo!에서)가 발생합니다. 몇 도의 위상 이동은 합계에 약간 영향을 주지만 균형을 크게 악화시킵니다. 예를 들어 위상 편이가 α = 3°이고 Uc = UT = 2V인 경우 불균형 균형은 Ures - Ucsinα = 2x0,052 = 0,104V가 됩니다. 이 효과에 대한 가능한 이유를 고려해 보겠습니다. 3.1. 10차 권선 출력 반응도의 영향. KB 범위의 상한선에서 리드 길이가 5,7mm에 불과하면 저항 XL \u1d j1 Ohm (이전 예 참조)과 1 차 회로 T10의 전류 위상이 라인의 전류 (및 전압 Uc)와 관련하여 각도 α \u100d arctg (XL / R5,7)만큼 이동합니다. 여기서 R10은 변압기의 부하 저항이며 일반적으로 30에서 5,7옴 범위입니다. 극단적인 값의 경우 α = arctan(100/3) = 1°(!) 및 α = arctan(1/1) - XNUMX°를 얻습니다. 실제로 XNUMX차 회로의 기생 인덕턴스는 누설 인덕턴스 TXNUMX과 리드 인덕턴스 RXNUMX로 인해 훨씬 더 커질 수 있습니다. XNUMX차 회로의 임피던스는 더 높은 주파수에서 증가하지만 RXNUMX에서 직접 취한 전압 UT는 변하지 않습니다(변류기의 특성은 아래 참조). 3.2. 작동 범위의 더 낮은 주파수(~ 1MHz)에서 1,8차 권선 T1의 유도 저항은 RXNUMX을 상당히 션트할 수 있으며, 이로 인해 UT 및 위상 편이가 감소합니다. 3.3. 저항 R2는 검출기 회로의 일부입니다. 계획에 따라 C2를 분로하기 때문에 더 낮은 주파수에서 분할 계수는 주파수 및 위상 의존성을 수신할 수 있습니다. 3.4. Fig. 열린 상태에서 VD2 또는 VD1에 있는 2개의 검출기는 입력 저항 RBX를 사용하여 C2에 있는 용량 분배기의 하단 암을 션트합니다. 즉, RBX는 R2와 동일한 방식으로 작동합니다. RBX의 영향은 (R3 + R2) 40kOhm 이상에서 중요하지 않으며 총 편차 전류가 1μA 이하이고 VD100의 RF 전압이 1V 이상인 민감한 표시기 RA4을 사용해야 합니다.
3.5. SWR 미터의 입력 및 출력 커넥터는 일반적으로 30~100mm 떨어져 있습니다. 30MHz의 주파수에서 커넥터의 전압 위상차는 α= [(0,03...0,1)/10]360°- 1...3,5°입니다. 이것이 성능에 어떤 영향을 미칠 수 있는지는 그림 3에 나와 있습니다. 3a 및 그림. 1b. 이 그림에서 회로 간의 차이점은 커패시터 C1이 다른 커넥터에 연결되어 있다는 점뿐입니다(두 경우 모두 TXNUMX은 커넥터 사이의 도체 중간에 있음).
첫 번째 경우 작은 병렬 연결된 커패시터 Sk를 사용하여 UOCT 위상을 보정하고 두 번째 경우 R1과 직렬로 와이어 루프 형태의 작은 인덕턴스 Lk를 연결하면 보상되지 않은 잔류를 줄일 수 있습니다. 이 방법은 집에서 만든 SWR 미터와 "독점" SWR 미터 모두에서 자주 사용되지만 그렇게 해서는 안 됩니다. 이를 확인하려면 입력 커넥터가 출력이 되도록 장치를 돌리면 충분합니다. 동시에 턴 전에 도움이 된 보상은 해로울 것입니다. Uoct는 크게 증가합니다. 부하가 일정하지 않은 실제 라인에서 작업할 때 라인의 길이에 따라 장치는 도입된 수정이 실제 SWR을 "개선"하거나 반대로 "악화"하는 라인의 위치에 도달할 수 있습니다. 어느 쪽이든 잘못된 것입니다. 권장 사항은 커넥터를 서로 최대한 가깝게 배치하고 아래의 원래 회로 설계를 사용하는 것입니다. 위에서 논의한 이유가 SWR 미터 판독값의 신뢰성에 얼마나 강하게 영향을 미칠 수 있는지를 설명하기 위해 그림 4에 나와 있습니다. 그림 4는 두 개의 공장에서 만든 장치를 확인한 결과를 보여줍니다[2,25]. 계산된 SWR = 50인 일치하지 않는 부하가 각 λ/8 길이의 Z® = XNUMX 옴인 여러 개의 직렬 연결된 케이블 세그먼트로 구성된 라인 끝에 설치되었다는 사실로 확인이 이루어졌습니다.
측정하는 동안 선의 총 길이는 λ/8에서 5/8λ까지 다양했습니다. 저렴한 BRAND X(곡선 2)와 최고의 모델 중 하나인 BIRD 43(곡선 3)의 두 가지 장치가 테스트되었습니다. 곡선 1은 진정한 SWR을 보여줍니다. 그들이 말했듯이 댓글은 불필요합니다. 무화과에. 그림 5는 SWR 미터[4]의 지향성 D(지향성)의 크기에 대한 측정 오차의 의존성을 그래프로 보여줍니다. KBV = 1/SWR에 대한 유사한 도표가 [5]에 나와 있습니다. 그림의 디자인에 대해 2에서이 계수는 부하 SWR 미터 Rn = Zo D = 1lg (2Uo / Ures)의 출력에 연결될 때 다이오드 VD20 및 VD2의 RF 전압 비율과 같습니다. 따라서 회로의 균형을 더 잘 맞출수록(Ures가 작을수록) D가 높아집니다. 표시기 PA1 - D = 20 x x lg(Ifall / Iotr)의 판독값을 사용할 수도 있습니다. 그러나 이 D 값은 다이오드의 비선형성으로 인해 정확도가 떨어집니다.
그래프에서 실제 SWR 값은 가로축을 따라 표시되고 SWR 미터의 D 값에 따라 오차를 고려하여 측정된 값은 세로축에 표시됩니다. 점선은 예를 보여줍니다. 실제 SWR \u2d 20, D \u1,5d 2,5dB 장치는 각각 40 또는 1,9, D \u2,1d XNUMXdB-XNUMX 또는 XNUMX의 판독 값을 제공합니다. 문헌 데이터[2, 3]에서 다음과 같이, 그림 2의 계획에 따른 SWR 미터. 20는 D - XNUMXdB입니다. 즉, 상당한 보정 없이는 정확한 측정에 사용할 수 없습니다. 잘못된 SWR 판독값의 두 번째로 중요한 이유는 검출기 다이오드의 전류-전압 특성의 비선형성과 관련이 있습니다. 이로 인해 특히 PA1 표시기 눈금의 초기 부분에서 공급 전력 수준에 대한 판독 값이 달라집니다. 브랜드 SWR 미터에서는 낮은 전력 수준과 높은 전력 수준에 대해 표시기에 두 개의 눈금이 표시되는 경우가 많습니다. 변류기 T1은 SWR 미터의 중요한 부분입니다. 주요 특성은 더 친숙한 변압기의 특성과 동일합니다. 1 차 권선 n2과 2 차 n1의 권선 수, 변환 비율 k \u2d n1 / n1, 2 차 권선 전류 I1 \u50d l100 / k. 차이점은 1차 권선을 통과하는 전류는 외부 회로(이 경우 피더의 전류)에 의해 결정되고 XNUMX차 권선 RXNUMX의 부하 저항에 의존하지 않으므로 전류 lXNUMX도 저항 RXNUMX의 저항 값에 의존하지 않는다는 것입니다. 예를 들어 전력 P = XNUMXW가 피더 Zo = XNUMXOhm을 통해 전송되면 전류 IXNUMX = √피/조\u1,41d 20A 및 k \u2d 1에서 0,07 차 권선의 전류는 l1 \u2d I2 / k-1A입니다. 1 차 권선 단자의 전압은 R68의 값에 의해 결정됩니다 : 2UT \u4,8d l2 x R2 및 R1 \u0,34d 1 옴에서 1UT \uXNUMXd XNUMXV가됩니다. 저항 P \uXNUMXd (XNUMXUT) XNUMX / RXNUMX \uXNUMXd XNUMXW에서 소비되는 전력. 변류기의 특성에 주목합시다. XNUMX 차 권선의 권수가 적을수록 단자의 전압이 높아집니다 (동일한 RXNUMX의 경우). 전류 트랜스포머의 가장 어려운 모드는 유휴 모드(RXNUMX = ∞)이며 출력 전압이 급격히 증가하고 자기 회로가 포화되어 붕괴될 수 있을 정도로 가열됩니다. 대부분의 경우 6차 권선에 6회 권선이 사용됩니다. 이 코일은 그림과 같이 다양한 모양을 가질 수 있습니다. 6a 및 그림. XNUMX, b (동등)이지만 무화과에 따른 권선. XNUMX, in-이것은 이미 두 차례입니다.
별도의 문제는 중앙 와이어와 4차 권선 사이에 튜브 형태로 본체에 연결된 스크린을 사용하는 것입니다. 한편으로, 스크린은 권선 사이의 용량 결합을 제거하여 차이 신호의 균형을 어느 정도 개선합니다. 반면에 화면에 맴돌이 전류가 나타나 균형에도 영향을 미칩니다. 실습에 따르면 화면이 있든 없든 거의 동일한 결과를 얻을 수 있습니다. 차폐막을 계속 사용하는 경우에는 그 길이를 인가된 자기회로의 폭과 거의 같도록 최소로 하고, 넓은 단락 도체로 본체에 접속한다. 화면의 "접지"는 양쪽 커넥터에서 같은 거리에 있는 중간 선에서 수행해야 합니다. 화면의 경우 텔레스코픽 안테나에서 직경 XNUMXmm의 황동 튜브를 사용할 수 있습니다. 최대 1kW의 통과 전력을 위한 SWR 미터의 경우 크기가 K12x6x4 및 K10x6x3인 페라이트 링 자기 회로가 적합합니다. 연습에 따르면 최적의 권선 수는 n2 = 20입니다. 40 ... 60 μH의 200 차 권선 인덕턴스로 최대 주파수 균일 성을 얻을 수 있습니다 (허용 값은 최대 200 μH입니다). 투자율이 1000~XNUMX인 자기 회로를 사용할 수 있지만 최적의 권선 인덕턴스를 제공하는 크기를 선택하는 것이 바람직합니다. 투자율이 낮은 자기 회로를 사용할 수 있습니다. 더 큰 크기를 적용하면 회전 수를 늘리거나 저항 R1을 줄이십시오. 기존 자기 회로의 투자율을 알 수 없는 경우 인덕턴스 미터로 확인할 수 있습니다. 이를 위해 알 수 없는 자기 회로에 2,5번 감고(와이어에 의한 코어 내부 구멍의 각 교차점은 회전으로 간주됨) 코일 인덕턴스 L(μH)을 측정하고 이 값을 공식 μ = XNUMX LDavg/S로 대체합니다. 여기서 Dav는 자기 회로의 평균 직경(cm)입니다. S - 코어 섹션(cm)2 (예 - K10x6x3 Dcp = 0,8cm 및 S = 0,2x0,3 = 0,06cm의 경우2). 자기 회로의 μ를 알고 있으면 n번 권선의 인덕턴스는 다음과 같이 계산할 수 있습니다. L = μn2S/250DCP. 1kW 이상의 전력 수준에 대한 자기 회로의 적용 가능성은 피더에서 100W에서도 확인할 수 있습니다. 이를 위해 각각 1 배 더 큰 저항 R4을 임시로 설치하면 전압 Ut도 4 배 증가하며 이는 전송 전력이 16 배 증가한 것과 같습니다. 자기 회로의 가열은 터치로 확인할 수 있습니다 (임시 저항 R1의 전원도 4 배 증가합니다). 실제 조건에서 저항 R1의 전력은 피더의 전력 증가에 비례하여 증가합니다. SWR 미터 UT1MA 아래에서 설명할 UT1MA SWR 미터의 두 설계는 거의 동일한 회로를 갖지만 설계가 다릅니다. 첫 번째 버전(KMA - 01)에서는 고주파 센서와 표시등 부분이 분리되어 있습니다. 센서에는 입력 및 출력 동축 커넥터가 있으며 피더 경로의 아무 곳에나 설치할 수 있습니다. 임의의 길이의 02선식 케이블로 표시기에 연결됩니다. 두 번째 변형(KMA - XNUMX)에서는 두 장치가 하나의 하우징에 있습니다. SWR-미터의 다이어그램이 그림에 나와 있습니다. 도 7의 기본 회로와는 다르다. 2 세 개의 보정 회로가 있습니다.
이러한 차이점을 고려해 보겠습니다.
또한 디바이더 하단 암에 포함된 트리머 커패시터에 의해 밸런싱이 수행됩니다. 이것은 설치를 단순화하고 저전력 소형 트리머 커패시터의 사용을 허용합니다. 이 설계는 입사 및 반사파의 전력을 측정할 수 있는 가능성을 제공합니다. 이렇게하려면 가변 교정 저항 R2 대신 SA4를 표시기 회로로 전환하고 측정 된 전력의 원하는 한계를 설정하는 튜닝 저항 R5가 도입됩니다. 최적의 보정 및 장치의 합리적인 설계를 사용하여 35 ~ 45MHz의 주파수 대역에서 1,8 ~ 30dB 범위의 지향성 계수 D를 얻을 수 있었습니다. SWR - 미터에서는 다음 세부 정보가 사용됩니다. 변압기 T1의 2차 권선에는 투자율이 약 10(측정된 인덕턴스 ~ 2μH)인 K0,35 x 12 x 6 페라이트 링에 고르게 배치된 4 PEV 와이어가 있는 400 x 90 회전(XNUMX개 와이어 권선)이 포함됩니다. 저항 R1 - 68ohm MLT, 바람직하게는 저항 본체에 나선형 홈이 없습니다. 통과 전력이 250W 미만이면 소산 전력이 1W이고 전력이 500W - 2W 인 저항을 설치하면 충분합니다. 1kW의 전력으로 저항 R1은 130ohm의 저항과 각각 2W의 전력으로 병렬 연결된 두 개의 저항으로 구성될 수 있습니다. 그러나 COP V-미터가 높은 전력 수준을 위해 설계된 경우 1차 권선 T2의 권선 수를 두 배로 늘리는 것이 좋습니다(최대 20 x 4권). 이렇게 하면 저항 R1에 필요한 전력 손실이 2배 감소합니다(이 경우 커패시터 CXNUMX의 커패시턴스는 두 배여야 함). 각 커패시터 C G 및 C1 "의 커패시턴스는 2,4 ... 3 pF (P ≥ 500 kW에서 작동 전압이 1 V이고 저전력에서 200 ... 250 V의 경우 KT, KTK, KD). 커패시터 C2 - 모든 전압 (KTK 또는 기타 비유도성, 하나 또는 2 - 3 병렬), 커패시터 C3 - 커패시턴스 변경 제한이 3 ... 20 인 소형 트리머 pF(KPK - M, KT - 4) 커패시터 C2의 필요한 커패시턴스는 커패시터 C' + C1 "외에도 변압기 T0의 1차 권선과 중심 도체 사이의 커패시턴스 C1 ~ 2pF를 포함하는 용량 분배기의 상부 암의 총 커패시턴스에 따라 달라집니다. 하부 암의 총 커패시턴스 - R3 = 1ohm에서 C68 + C30은 상부 커패시턴스의 약 1 배 여야합니다. 다이오드 VD2 및 VD311 - D4, 커패시터 C5, C6 및 C0,0033 - 용량 0,01 ... 1 μF (KM 또는 기타 고주파), 총 편차 전류가 2003 μA 인 표시기 RA100 - M4, 가변 저항 R150 - 4 kOhm SP - 2 - 4m, 트리머 저항 R150 - 3 kOhm. 저항 R10의 저항은 XNUMXkOhm이며 과부하로부터 표시기를 보호합니다. 보정 인덕턴스 L1의 값은 다음과 같이 결정될 수 있습니다. 장치의 균형을 잡을 때(L1 제외) 3 및 14MHz 주파수에서 트리머 커패시터 C29의 회전자 위치를 기록한 다음 납땜을 풀고 표시된 두 위치에서 커패시턴스를 측정해야 합니다. 상위 주파수의 경우 커패시턴스가 5pF만큼 적고 분배기 하단 암의 총 커패시턴스가 약 130pF라고 가정해 보겠습니다. 차이는 5/130 또는 약 4%입니다. 따라서 주파수 등화를 위해서는 29MHz의 주파수에서 상완의 저항도 ~4% 정도 줄여야 합니다. 예를 들어, C1 + C0 = 5pF 커패시턴스 Xc = 1/2πfС - j1100옴에서 각각 Xc - j44옴 및 L1 = XL1 / 2πf = = 0,24μH입니다. 저자의 장치에서 L1 코일은 PELSHO 8 와이어로 9 ... 0,29 회전했습니다. 코일의 내경은 5mm이고 권선은 조밀하며 BF-2 접착제로 함침되며 최종 회전 수는 제자리에 설치된 후 지정됩니다. 처음에는 14MHz의 주파수에서 밸런싱을 수행한 다음 주파수를 29MHz로 설정하고 코일 L1의 권수를 선택하여 트리머 C3의 동일한 위치에서 두 주파수에서 회로를 밸런싱합니다. 중간 주파수와 고주파수에서 균형을 잘 잡은 후 1,8MHz의 주파수를 설정하고 저항 R2 대신 저항이 15 ... 20kOhm 인 가변 저항을 일시적으로 납땜하고 UOCT가 최소 인 값을 찾습니다. 저항 R2의 저항 값은 1 차 권선 T5의 인덕턴스에 따라 달라지며 인덕턴스가 20 ... 40 μH 인 경우 200 ... XNUMX kOhm 범위에 있습니다 (더 큰 인덕턴스의 경우 더 높은 저항 값). 아마추어 무선 조건에서 대부분의 경우 SWR 미터 표시기에 선형 눈금이있는 마이크로 전류계가 사용되며 SWR \u7d (Ipad + Iotr) / (Ipad -Iotr) 공식에 따라 판독이 수행됩니다. 이것은 다이오드 CVC의 초기 섹션의 비선형성으로 인한 오류를 고려하지 않습니다. 100MHz의 주파수에서 다양한 크기의 부하를 사용한 테스트는 약 1W의 전력에서 표시기 판독 값이 실제 값보다 평균 25 구간 (2,5μA) 적고 3W에서 10 ... 4μA, 100W에서 10μA로 적었습니다. 따라서 간단한 권장 사항: 4와트 버전의 경우 계측기 화살표의 초기(100) 위치를 미리 한 단계 위로 이동하고 16W를 사용할 때(예: 안테나 튜닝 시) "반사된" 위치의 눈금 판독값에 100μA를 더 추가합니다. 예를 들어 입사/반사 판독값은 각각 20/100µA이고 올바른 SWR은 (20 + 1,5) / (500 - XNUMX) = XNUMX입니다. 상당한 전력(XNUMXW 이상)에서는 이 보정이 필요하지 않습니다. 모든 유형의 아마추어 SWR 미터(변류기, 브리지, 방향성 커플러)는 반사 계수 r에 대한 값을 제공하고 SWR 값을 계산해야 합니다. 한편, 일치도의 주요 지표는 r이며, SWR은 파생 지표이다. 이것은 전기 통신에서 일치 정도가 불일치의 감쇠로 특징지어진다는 사실에 의해 확인될 수 있습니다(동일한 r, 데시벨에서만). 고가의 브랜드 장치는 반품 손실(return loss)이라는 카운트다운 r도 제공합니다. 이 발언은 다음 사실을 강조하기 위해 작성되었습니다. 아마추어 조건에서 SWR 값으로 표시 눈금을 만드는 것은 매우 어렵지만 r은 선형 눈금에서 직접 읽을 수 있습니다. 실리콘 다이오드를 검출기로 사용하면 어떻게 될까요? 실온에서 게르마늄 다이오드의 차단 전압이 다이오드를 통과하는 전류가 0,2 ~ 0,3μA에 불과하고 약 0,045V이면 실리콘 다이오드의 경우 이미 0,3V입니다. 따라서 실리콘 다이오드로 전환할 때 판독 정확도를 유지하려면 전압 레벨 Uc 및 UT(!)를 6배 이상 높여야 합니다. 실험에서 P \u311d 522W, 부하 Zn \u100d 75Ohm 및 동일한 Uc 및 UT에서 다이오드 D100을 KD19로 교체 할 때 교체 전-1,48/100 및 SWR = 12, 교체 후-1,27/522 및 계산 된 SWR = 100의 수치를 얻었습니다. KD11 다이오드에서 이중 회로를 사용하면 1,25/XNUMX 및 계산된 SWR = XNUMX라는 훨씬 더 나쁜 결과가 나타납니다. 별도 버전의 센서 하우징은 구리, 알루미늄으로 만들거나 두께가 1,5~2mm인 양면 포일 유리 섬유판으로 납땜할 수 있습니다. 이러한 디자인의 스케치가 그림 8에 나와 있습니다. XNUMX, 가.
케이스는 두 개의 구획으로 구성되어 있으며 서로 반대편에는 HF 커넥터 (플랜지가 50x239mm 인 CP-25 또는 SO-25), 직경 1,4mm의 폴리에틸렌 절연체에 직경 4,8mm의 와이어로 만든 점퍼 (PK50-4 케이블에서), 변류기 T1, 용량 성 분배기의 커패시터 및 보상 코일 L1, 다른 하나에는 저항 R1, R2, 다이오드가 있습니다. , 튜닝 및 차단 커패시터 및 소형 저주파 커넥터. 최소 길이의 결론 T1. 코일 L1이있는 커패시터 C1 '및 C1 "의 연결 지점은 "공중에 매달려 있습니다", XZ 커넥터의 중간 출력 커패시터 C4 및 C5의 연결 지점은 장치 케이스에 연결됩니다. 파티션 2, 3 및 5의 크기는 동일합니다. 칸막이 2에는 구멍이 없고 칸막이 5에는 표시 장치가 연결될 특정 저주파 커넥터용 구멍이 있습니다. 중간 점퍼 3(그림 8, b)에서 양쪽에 있는 2개의 구멍 주위에 호일이 선택되고 1개의 관통 도체가 구멍에 설치됩니다(예: M4 및 M8 황동 나사). 측벽 XNUMX과 XNUMX의 스케치가 그림에 나와 있습니다. XNUMX, 다. 점선은 납땜하기 전의 접합부를 보여주며, 강도와 전기적 접촉을 강화하기 위해 양쪽에 만들어집니다. 기능이 없는 표시기 블록의 설계도 여기에서 고려되지 않습니다. SWR 미터의 두 번째 버전의 RF 센서는 SWR 미터 금속 케이스의 제거 가능한 후면 벽(구리, 알루미늄, 황동)에 장착됩니다(그림 9).
첫 번째 옵션과 달리 모든 부품(T1 및 커넥터 XW1 및 XW2 제외)은 인쇄 회로 기판(그림 10)에 장착되며 상호 연결된 텔레비전 유형의 저주파 커넥터가 납땜됩니다.
커패시터 C1 '및 C1 "은 한쪽 끝이 인쇄 회로 기판의 접촉 패드에 납땜되고 다른 쪽 끝은 RF 커넥터에 납땜됩니다. 요소 C2, C3 및 L1은 호일 측면에 있습니다. 제한 저항 R3은 보드로 전송됩니다 (R3 '및 R3"은 다이어그램에서 점선으로 표시됨). 다이오드 VD1 및 VD2는 수직으로 설치됩니다. 기판은 0,5~1mm 두께의 작은 납땜 구리 모서리를 사용하여 RF 커넥터 사이의 패널에 부착됩니다(납땜 지점은 그림 10에서 점선으로 표시됨). 스크린으로 센서를 덮는 것이 바람직합니다. 표시기의 디자인 - 기능 없음. SWR 미터를 설정하고 테스트하려면 전력이 50 ~ 50W인 100옴 예시 부하 저항(안테나 등가물)이 필요합니다. 가능한 아마추어 무선 설계 중 하나가 그림 11에 나와 있습니다. 51. 저항이 60옴이고 소산 전력이 45W인 일반 TVO 저항을 사용합니다(크기가 25 x 180 x XNUMXmm인 직사각형).
저항기의 세라믹 본체 내부에는 저항성 물질로 채워진 긴 원통형 채널이 있습니다. 저항기는 알루미늄 케이싱의 바닥에 단단히 눌러져야 합니다. 이는 방열을 개선하고 광대역폭을 개선하는 분산 커패시턴스를 생성합니다. 소산 전력이 2W인 추가 저항을 사용하여 입력 부하 저항이 49,9 ... 50,1 옴 범위로 설정됩니다. 입력에 작은 보정 커패시터(~ 10pF)를 사용하면 이 저항을 기준으로 최대 1,05MHz의 주파수 대역에서 SWR이 30 이상인 부하를 얻을 수 있습니다. 외부 라디에이터를 사용할 때 상당한 전력을 견딜 수 있는 공칭 값이 1옴인 P3-49,9 유형의 특수 소형 저항에서 우수한 부하를 얻을 수 있습니다. 이 문서에 설명된 여러 회사 및 장치의 SWR 미터에 대한 비교 테스트가 수행되었습니다. 테스트는 100옴(공장에서 만든 50W 안테나에 해당)의 일치하지 않는 부하가 테스트된 75옴 SWR 미터를 통해 출력 전력이 약 100W인 송신기에 연결되었고 두 번의 측정이 이루어졌다는 사실로 구성되었습니다. 하나는 50cm 길이의 짧은 PK10 케이블로 연결될 때이고, 다른 하나는 ~ 50λ 길이의 PK0,25 케이블을 통해 연결될 때입니다. 판독값의 확산이 작을수록 장치의 신뢰성이 높아집니다. 29MHz의 주파수에서 다음과 같은 SWR 값을 얻었습니다.
50옴의 부하에서 모든 길이의 케이블에 대해 모든 장치가 "만장일치로" SWR < 1,1을 나타냈습니다. 연구 중에 RSM-600 판독 값이 크게 퍼진 이유가 밝혀졌습니다. 이 장치에서는 용량 분배기가 전압 센서로 사용되지 않고 고정 변압비를 갖는 강압 전압 변압기가 사용됩니다. 이것은 용량 분배기의 "문제"를 제거하지만 고전력을 측정할 때 장치의 신뢰성을 감소시킵니다(RSM - 600의 최대 전력은 200/400W에 불과함). 그의 회로에는 튜닝 요소가 없기 때문에 변류기의 부하 저항은 고정밀(최소 50±0,5옴)이어야 하지만 실제로는 저항이 47,4옴인 저항을 사용했다. 49,9ohm 저항으로 교체한 후 측정 결과가 훨씬 좋아졌습니다 - 1,48 / 1,58. 아마도 같은 이유가 SX - 100 및 KW - 220 기기 판독값의 큰 확산과 관련이 있을 것입니다. 옵션인 50옴 XNUMX/XNUMX파 케이블을 사용하여 비교할 수 없는 부하에서 측정하는 것은 SWR 미터의 품질을 확인하는 신뢰할 수 있는 방법입니다. 우리는 세 가지 사항에 주목합니다.
문학
저자: E.Gutkin(UT1MA), Lugansk, 우크라이나
양자 얽힘에 대한 엔트로피 규칙의 존재가 입증되었습니다.
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▪ 기사 증폭기 칩 TDA7240, 20W. 무선 전자 및 전기 공학 백과사전 ▪ 기사 전압 변환기의 작동 개선. 무선 전자 및 전기 공학 백과사전 기사에 대한 의견: 유리, jura-2537@ukr.net 안녕하세요. 길이가 파장의 1/4인 선의 SWR을 측정하고 공진 주파수를 결정하는 방법을 알려주세요. 안녕하세요, 유리입니다.
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