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라디오 전자 및 전기 공학의 백과사전 트랜시버 YES-93. 무선 전자 및 전기 공학 백과사전
이 송수신기의 작성자가 선언한 높은 매개변수는 일부 독자의 경우 회의적일 수 있습니다. 그러나 트랜시버의 회로는 그것을 반복하는 사람들이 매우 좋은 매개 변수를 가진 장치를 얻을 수 있기를 희망하는 이유를 제공합니다. 한 번에 다른 라디오 아마추어가 만든 동일한 유형의 UW3DI 유형 트랜시버 30개 반에 대한 풀 타임 KB 대회에서 테스트에서 역학의 확산이 XNUMXdB에 달하는 것으로 나타났습니다. 따라서 결국 많은 것은 라디오 아마추어의 경험과 그의 능력에 달려 있습니다. 독자의 관심을 끌기 위해 제공되는 송수신기는 단측파대 변조 및 아마추어 대역 1,9를 사용하는 전신 및 전화 통신용으로 설계되었습니다. 3,5; 7, 14, 21 및 28MHz. 개발하는 동안 과제는 높은 기술적 특성과 동시에 회로면에서 비교적 단순하고 널리 사용되는 무선 구성 요소를 사용할 수 있는 최신 장치를 만드는 것이 었습니다. 최고지만 저자에 따르면 아마추어 무선 개발은 원래 회로 솔루션과 함께 사용되었습니다. 결과는 다음과 같은 기술적 특성을 가진 장치입니다.
감도, 다이내믹 레인지와 같은 일부 사양은 과장된 것처럼 보일 수 있지만 실제로는 그렇습니다. 측정을 위해 2DZB 램프(1, 2)와 "Dynamics" 장치[1]에 노이즈 발생기를 사용했습니다. 후자는 측면 노이즈의 스펙트럼 밀도를 줄이고 감쇠기를 우회하는 출력 신호의 침투를 배제하도록 수정되었습니다. . 트랜시버는 두 개의 주파수 변환이 있는 회로에서 만들어집니다. 중간 주파수(5MHz 및 500kHz)의 선택은 선택 노드 구현의 단순성 요구 사항에 따라 결정되며 동시에 충분히 높은 실제 선택도를 제공합니다. 수신 및 전송 경로가 결합됩니다. 일반적인 것들은 대역통과 필터(BPF), 평활 범위 생성기(GPA), 믹서, 석영 및 전기 기계 필터, 기준 주파수 생성기 블록입니다. 트랜시버의 회로도는 다음과 같습니다. 그림 1, 개별 노드의 다이어그램 - 그림. 2 - 16. 수신 모드에서 안테나 입력(잭 XW1)의 신호는 감쇠기 A1을 통해 (그림 2 참조) 및 2루프 PDF ZXNUMX (그림 3) 6dB의 이득으로 첫 번째 믹서 U1에 들어갑니다. (그림 4)트랜지스터 U1-VT1, U1-VT7, U1-VT8 [4]에서 만들어졌습니다. 이러한 믹서는 잡음 레벨이 낮고 전송 계수가 비교적 크며 출력에서 국부 발진 신호를 약 60dB 억제합니다.작동 주파수에서 큰 저항을 갖는 인덕터 U1-L5는 소스 회로에 포함됩니다. 트랜지스터 U1-VT1은 깊은 네거티브 피드백을 생성합니다. 교류의 경우 트랜지스터 U1-VT7(VT8)의 채널 저항에 의해 션트됩니다. 이 트랜지스터의 첫 번째 게이트에 공급되는 국부 발진기 전압은 피드백 깊이의 변조를 유발합니다. 즉, 트랜지스터 U1-VT1의 작동 지점을 이동하지 않고 전달 특성의 기울기를 변경합니다. 트랜시버의 모든 믹서의 키로 선형 스위칭 특성이 좋고 AGC를 두 번째 게이트를 통해 도입할 수 있는 KP350A 트랜지스터가 사용되어 수신부의 동적 특성을 악화시키지 않습니다. 믹서 이득은 약 1입니다. 90...95dB 레벨에서 상호변조 동적 범위는 트랜시버의 전체 튜닝으로 달성됩니다. 100dB 이상의 레벨은 U1- L1C6C7 및 U2-L1C2 회로 (그림 5 참조), 그리고 페라이트 인터리 에이터를 사용하지 않고 U1-R5VD1C1R3 회로의 요소를 신중하게 선택하여 분명히 믹서의 "밸런싱"을 제공합니다. 평점 G1 (그림 6 참조) 트랜지스터 G1-VT1, G1-VT2 및 U1-VT5, U1-VT6에서 만들어지고 표에 표시된 주파수 범위에서 발진을 생성합니다. 하나. 표 1
이 노드를 단순화하기 위해 스위칭 범위에 21개의 릴레이만 사용되었으며, 이로 인해 자연스럽게 일부 범위가 최적화되지 않은 확장이 발생했습니다. 믹서가 정상적으로 작동하려면 28 및 11MHz 대역의 GPA 주파수가 두 배 높아야 합니다. 이 문제는 지정된 범위에서 두 번째 트랜지스터(L7-VT5)를 켜면 해결됩니다. 이로 인해 믹서가 두 번 자주 전환되며 이는 GPA 주파수를 두 배로 늘리는 것과 같습니다. 이에 대한 자세한 내용은 [XNUMX]에서 확인할 수 있습니다. 21 및 28 MHz 대역에서 가능한 가장 높은 믹서 이득을 보장하기 위해 GPA는 출력 전압 진폭(G1-VD4 및 U1-VT5)의 강성 안정화 시스템을 갖추고 있으며, 트리머 저항 U11-R7를 사용하는 트랜지스터 L1-VT8, U1-VT29. 트랜지스터 U1-VT1의 믹서 출력에서 일치하는 P 회로 U5-C1L6C1을 통한 첫 번째 IF(7MHz)의 전압은 트랜지스터 U1-VT2에서 만들어진 증폭기로 이동하고 약 6만큼 증폭됩니다. dB 및 수정 필터 입구 U2-Z1 - U2-Z2에 연결된 회로 U01-L2C04에서 방출됨 (그림 5) 약 4dB의 전달 계수로 (저항 변환으로 인해). 석영 필터의 출력에서 첫 번째 IF의 신호는 트랜지스터 U2-VT1, U2-VT3에 조립된 두 번째 믹서로 이동하며 원칙적으로 트랜지스터 U1-VT1, U1-VT7, U1-VT8의 믹서와 유사합니다. . 이 믹서의 전송 계수는 -15...20dB입니다. 진폭이 5 ... 7V이고 주파수가 4,5MHz인 기준 신호는 다음에서 두 번째 믹서로 공급됩니다. 발전기 블록 G2(그림 7), 미세 회로 G2-DD1-G2-DD3 및 트랜지스터 G2-VT1, G2-VT2에서 만들어지고 4,5MHz 및 500kHz의 주파수로 발진을 생성합니다. 후자는 IC DD1(13,5MHz)의 마스터 발진기 주파수를 먼저 3(G2-DD2)으로 나눈 다음 9(G2-DD3)로 나누어 얻습니다. 트랜지스터 G2-VT1 및 G2-VT2의 캐스케이드는 양호한 정현파 형태의 신호를 생성하는 공진 증폭기입니다. 다이오드 G2-VD1, G2-VD2는 이러한 트랜지스터의 컬렉터 회로에 포함되어 있어 출력 필터 G40-L50C2 및 G7-L8C2C9L10C2과 함께 허용되는 진폭 4의 신호를 얻을 수 있습니다. 필요한 진폭 및 품질의 예시적인 신호. 두 번째 IF 신호(500kHz)는 EMF(전자 기계 필터) U6-Z3을 통해 1dB 감쇠됩니다. (그림 8) 트랜지스터 U3-VT2, U3-VT3에서 만들어진 캐스코드 증폭기의 입력을 입력합니다. 증폭기는 자체 잡음의 낮은 수준으로 구별되며 (EMF 입력에서) 60dB까지 신호 증폭을 제공합니다. 두 번째 믹서와 두 번째 IF의 증폭기 모두의 트랜지스터의 두 번째 게이트에는 블록 A5에서 AGC 전압이 공급됩니다. U3-VD1R4R3C11VT1 회로는 전송 중에 자체 수신 모드를 제공하고 스위칭 클릭을 제거합니다. 두 번째 IF 증폭기의 출력에서 신호는 트랜지스터 U3-VT4, U3-VT5에 조립된 단측파대 신호 검출기로 공급됩니다. 그것은 큰 전송 계수(약 10dB), 낮은 소음 및 배경 수준, 큰 과부하 용량에 의해 잘 알려진 것과 다릅니다. 주파수가 500kHz인 기준 신호는 블록 G2에서 나옵니다. 검출기의 출력에서 신호는 AGC 노드의 입력으로 공급됩니다. A5(그림 9) 및 AF 증폭기 A6(그림 10). 전신 신호를 수신할 때 [6]에 주어진 방식에 따라 연산 증폭기 DA1, DA300에서 만들어진 AF 경로에서 대역폭이 약 2Hz인 CW A3-Z6 필터가 켜집니다. 운영자의 요청에 따라 저주파 위상 천이기 A6-L1R12C14C15가 경로에 포함될 수 있습니다(종래 "스테레오"라고 하는 모드). 후자는 90Hz의 주파수에서 신호의 위상을 900°만큼 이동시켜 인간 귀의 선택적 특성으로 인해 실제 선택성을 향상시키고 특히 CW 모드에서 작업자의 피로를 최소한으로 줄여줍니다. 적용된 보정 및 A30-DA6 미세 회로의 선택된 게인(약 1dB)을 통해 신호의 쾌적한 "투명한" 사운드를 얻을 수 있었습니다. 검출기(U3)의 출력에서 저주파 및 고주파(500kHz) 구성 요소를 포함하는 신호가 AGC 시스템의 이미 터 팔로워 A5-VT1의 입력으로 들어간 후 두 채널로 분기됩니다. 대수 증폭기(A5-VT2)를 포함하는 저주파 채널(A5-VT3, A5-VT3)은 S 스케일의 3~7 포인트에서 AGC 및 S-미터의 작동을 보장합니다. 전압 검출기의 출력에서 500kHz의 기준 주파수는 고속 채널 A5-VD1VD2VT6의 작동을 위해 신호 FC를 사용할 수 있게 했습니다. 트랜지스터 A5-VT6, A5-VT7의 캐스케이드는 시간 설정 커패시터 A5-C11, A5-C12가 있는 5개의 통합 적분기입니다. 트랜지스터 A6 VT5의 도입으로 적분기의 입력 임피던스를 크게 높일 수 있었고 결과적으로 커패시터 A12-CXNUMX의 커패시턴스를 줄여 빠르게 충전할 수 있었습니다. IF 전압의 첫 번째 기간 동안 신호가 나타나면 커패시터 A5-C12가 충전되고 트랜지스터 A5-VT6, A5-VT7의 컬렉터 전압이 급격히 떨어지며 이는 AGC 전압의 감소에 해당합니다 결과적으로 수신 경로의 전체 이득이 감소합니다. AF 신호의 출현으로(훨씬 나중에) 트랜지스터 A5-VT4가 닫히고 AGC 회로의 시간 상수가 증가하여 개별 음성 사이의 수신기의 전체 이득이 일정하게 유지됩니다(7). AF 신호가 100ms 이상 사라지면 트랜지스터 A5-VT4가 열리고 커패시터 A5-C12가 빠르게 방전되어 짧은 시간에 수신기의 감도를 복원하여 작업자가 거의 감지할 수 없습니다. 고속 채널은 최대 S9 + 80dB의 입력 신호로 AGC의 정상적인 작동을 보장합니다. 임펄스 노이즈를 감쇠시키기 위해 커패시터 A5-C7 대신 릴레이 A5-K2를 사용하여 A5-C8이 켜지고 결과적으로 AGC 복구 시간이 단축됩니다. 트랜지스터 A5-VT5는 전송 모드에서 AGC를 비활성화합니다. 일반적으로 설명된 AGC 시스템에는 다음과 같은 특성이 있습니다. 입력 신호의 급격한 변화가 있는 AGC 회로의 충전 시정수는 0,2ms 이하, 방전 시정수는 25초 이상, 복구 시간은 AF 신호가 손실되었을 때 수신기 감도는 설정 프로세스의 진동 특성이 없고 임펄스 노이즈의 작은 여파가 있는 100ms 이하입니다. 전송 모드에서 원래 신호는 블록 A4(그림 11 참조), A4-DA1 연산 증폭기 마이크 증폭기, 균형 변조기(A4-VD2, A4-VD3, A4-T1), DSB 증폭기(A4-VT1) 및 키 전신 발진기(A4-VT2)를 포함합니다. 마이크 증폭기는 고주파 및 저주파 간섭을 줄이는 데 도움이 되는 신호 소스 임피던스와 동일한 입력 임피던스를 가집니다. 3 ... 5 V의 레벨로 증폭된 AF 신호는 varicaps A4-VD2, A4-VD3에서 만들어진 균형 변조기에 공급됩니다. 이러한 변조기는 매우 낮은 비선형 왜곡, 큰 입력 및 출력 신호 레벨, 큰 반송파 억제 달성 용이성을 특징으로 합니다. 생성된 4대역 신호는 트랜지스터 A1-VT4에 의해 증폭되고 EMF A1-Z4,5에 공급되며 여기에서 하위 측대역이 필터링됩니다. 단측파대 신호는 믹서에서 G2 블록에서 나오는 5MHz 전압과 혼합됩니다. 7MHz의 주파수와 약 2V의 진폭을 가진 전체 신호는 U3-L6C2 회로에 공급되며, 여기에서 다이오드 U1-VD2, U2-VD0,7에 의해 약 20V 수준으로 제한되어 SSB 신호의 동적 범위는 XNUMXdB입니다. 크리스탈 필터 U2-Z01 - U2-ZQ4는 지정된 제한 후에 신호에 필요한 순도와 품질을 제공합니다. 필터 출력(보다 정확하게는 U2-L1C2 회로의 일부에서)에서 필터링된 신호는 전송 경로(U1-VT3, U1-VT4, U1-VT7, U1-VT8)의 두 번째 믹서로 들어갑니다. GPA 신호 G1과 혼합됩니다. 트랜지스터 U1-VT3, U1-VT4의 캐스케이드는 큰 안정적인 이득(약 40dB)을 가지며 동시에 수신 경로의 동적 범위(수신 모드에서)를 저하시키지 않습니다. 믹서 출력에서 신호는 PDF 회로(Z2) 중 하나로 들어갑니다. 필터링 된 신호는 트랜지스터 A2-VT1, A2-VT2를 기반으로 한 광대역 증폭기에 의해 증폭됩니다. (그림 12 참조) 100mV에서 7 ... 10V의 레벨까지, 그 후에 전력 증폭기(PA) A3의 입력으로 들어갑니다. (그림 13), 저항이 25옴인 부하에서 최대 50W의 전력으로 증폭됩니다. 밴드 필터 MIND Z1 통과 후 (그림 14), 이 신호는 감쇠기 A1에 들어갑니다. (그림 2), 그리고 그것에서 안테나로. PA에 제공된 강력한 A3-VT1 트랜지스터의 보호 회로는 전송 모드에서 스위칭 범위를 허용할 뿐만 아니라 다른 극한 상황에서 오류를 방지합니다. 트랜시버를 전송 모드에서 수신 모드로 또는 그 반대로 전환하는 것은 스위치 S1의 트랜지스터 스위치를 사용하여 수행됩니다. (그림 15)페달에 장착된 스위치의 접점에 의해 제어됩니다. 트랜시버 전원 공급 장치 U4(그림 16 참조) 네트워크 변압기 T1, 4개의 전파 정류기(U1-VD4, U6-VD4; U2-VD4, U5-VD4: U3-VD4, U4-VD40), 트랜지스터 U4-VT1의 +4V 전압 조정기 포함 - U3-VT15 및 안정기 전압 + 15 및 -4V(첫 번째 - U1-DA4 IC, 두 번째 - U4-VT4, U5-VTXNUMX 트랜지스터). 모든 안정기는 부하의 전류 과부하 및 단락으로부터 보호됩니다. 트랜시버의 디자인은 블록입니다. 노드 Z2, U1 - U3, G2의 세부 사항은 양면 호일 유리 섬유로 만든 인쇄 회로 기판에 장착됩니다(그림 17 - 21 참조). 부품 설치면의 포일은 공통 스크린 와이어로 사용됩니다. 공통선에 연결되지 않는 부품의 리드용 구멍 주위에 직경의 약 22배 정도 큰 드릴로 카운터싱킹하여 제거합니다. 나머지 노드는 단면 호일 유리 섬유로 만든 보드에 장착됩니다(그림 31-XNUMX 참조). 그림 17
PA 필터(Z1)의 경우 두 개의 보드를 만들어야 합니다(그들은 트랜시버 섀시에 서로 위에 설치되며 그림 31의 브래킷에는 두 번째 보드에 설치된 요소의 위치 지정이 표시됨). 설계를 반복할 때 노드 Z1 및 Z2를 제외한 모든 보드의 도면에서 인쇄된 도체의 윤곽이 부품 측면에서 표시되므로 미러 이미지의 보드. 부품 리드 끝에 있는 십자 표시는 호일에 납땜된 위치를 나타내며(이 위치에는 구멍이 없음) 검은색 점은 보드 위 부품 리드의 연결(납땜)을 나타냅니다. 그림 19와 20의 점선은 부품 설치 측면의 패드 윤곽을 보여주고 그림 21의 굵은 점선 - 부품 측면의 인쇄 도체, 마지막으로 그림 18의 이중 점선 -21 - 일반 와이어 호일에 납땜된 차폐 파티션(주석 도금 시트). 블록 A9의 보드에 있는 커패시터 C3(그림 23 참조)는 용량이 9μF인 커패시터 9개(C0,047' 및 C10"), C10 - 10개(C10', C0,033" 및 CXNUMX'")로 구성됩니다. XNUMX 마이크로 패럿의 용량. 장착 노드 Z2, U1 - U3, Gl, G2 및 디지털 저울은 0,5mm 두께의 주석 도금 시트로 만들어진 직사각형 스크린에 배치됩니다. 각각은 보드 크기와 높이 35mm에 따른 쉘과 플랜지가있는 덮개의 두 부분으로 구성됩니다. 보드는 섀시를 향한 쉘 가장자리에서 8mm 거리에 설치되고 전체 둘레를 따라 공통 와이어의 호일(양쪽 모두)이 벽에 납땜됩니다. 측벽에 있는 노드의 접점 패드 출력 반대쪽에는 와이어 연결을 위해 직경이 4 ... 5mm인 구멍을 제공해야 합니다. PDF Z2 노드의 설계는 RA3AO ¦7 송수신기의 해당 노드 설계를 거의 완전히 반복합니다. Z2를 제외한 모든 노드의 코일 권선 데이터는 표에 나와 있습니다. 2 및 PDF 코일 - 테이블에 있습니다. 3. A4-T1 변압기의 권선과 코일 A4-L1, U1-L1, U2-L1 - U2-L3, U3-L1, U3-L2는 통합 32단 프레임에 감겨 있습니다(그림 1). 코일 Z1-L1 - Z6-L17 - 프레임리스. 처음 세 개의 내경 - 21, 두 번째 세 개 - 35mm, 권선 길이 - 1mm. 코일 G1-L20은 직경과 길이가 14mm이고 "권선"의 길이가 XNUMXmm인 세라믹 프레임의 나선형 홈에 구리를 태워서 만들어집니다.
변압기 A2-T2의 장치는 그림 33에 나와 있습니다. 3. K2000x7x4 크기의 페라이트(4NN) 링 2개 중 1개씩 4세트가 각각 자기 회로 역할을 합니다. 링은 외경이 2mm 인 구리 튜브의 세그먼트 4에 (BF-4 접착제로) 끼운 다음 튜브 직경을 따라 구멍이있는 호일 유리 섬유의 직사각형 스트립 2 및 4가 돌출부에 놓입니다. 끝에서 스트립 5의 포일은 두 부분으로 나뉘고 막대 XNUMX는 단단한 상태로 남습니다. 이 변압기의 XNUMX차 권선은 스트립의 호일을 튜브에 납땜한 후에 얻습니다(스트립 패드(XNUMX)에 납땜된 와이어는 PA에 연결됨). XNUMX 차 권선 XNUMX는 MGTF 와이어로 수행되어 튜브를 두 번 통과합니다.
AZ-T1 변압기의 권선에는 XNUMX개의 MGTF 와이어 묶음의 XNUMX개의 권선이 포함되어 있습니다(XNUMX개의 권선은 함께 꼬인 XNUMX개의 와이어로 감긴 다음 권선은 각각 XNUMX개의 와이어와 직렬로 연결된 두 부분으로 나뉩니다). 변압기 U1-T1의 권선은 1개의 와이어로 동시에 감겨 있으며 그 중 하나(트랜지스터 U6-VTXNUMX의 컬렉터 회로에 포함될 것)는 미리 중간에서 탭핑됩니다. 코일 Z2-L1 - Z2-L18은 PTFE-4 프레임에 감겨 있습니다(그림 34 참조). 코일 Z2-L2와 Z2-L3, Z2-L14와 Z2-L15, Z2-L17과 Z2-L18 사이의 크기 a - 5...6 mm, Z2-L5와 Z2-L6 사이, Z2-L8과 Z2- L9, Z2-L11 및 Z2-L12 - 6...7mm.
모든 초크는 통합, 브랜드 DM입니다. 전력 변압기 T1은 변압기 강철로 만들어진 단면적이 8,8 sq. cm인 토로이달 자기 회로에 감겨 있습니다. 권선 I에는 800개의 권선 PEV-2 0,65, 권선 II -72+72+72+72 권선 PEV-2 1,2가 포함되어 있습니다. 다음 유형의 전자기 릴레이가 회로 전환에 사용됩니다. A1-K1 및 Z1-K1 - Z1-K6 - RES48A(여권 RS4.590.413); A1-K2 - RES52(RS4.555.020); A2-K1 및 G1-K2 - C1-K&<- RES55A(RS4.569.606); Z2-K1 - Z2-K12, G1-K1, A5-K2, A6-K1, A6-K2, U1-K1 및 U2-K1 - RES49(4.569.421-00-01); A5-K1 -RES60(PC4.569.436). 범위 스위치 - 소형 PM-11P1N, 작업 유형 - PM-11P2N. Ural-84 송수신기[7]의 편리한 섀시가 설계의 기초로 사용되었습니다. 트랜시버의 주요 구성 요소 배치는 그림 35(위쪽 보기) 및 그림 36(아래쪽 보기)에 설명되어 있습니다.
하단 덮개에서 65mm 높이의 섀시 측면 사이에 225x150mm 크기의 두랄루민 서브 섀시가 고정되고 25mm 높이에 225x80mm 크기의 또 다른 서브 섀시가 고정됩니다. A3 노드 보드와 T1 전원 변압기가 설치됩니다. 트랜지스터 A3-VT1, U3-VT2 및 U3-DA1 칩은 섀시의 후면 벽이기도 한 공통 늑골이 있는 방열판에 설치됩니다. 환경; 전원 공급 장치 U4로 tanseiver 시작 (그림 16 참조). 먼저 트리밍 저항 U4-R5는 출력 전압을 40V로 설정하고 부하 전류가 3A로 증가할 때 안정적인지 확인합니다(필요한 경우 저항 U4-R7을 선택하여 보호 장치의 작동 전류가 변경됨 ). 그런 다음 +15V 전압 조정기의 작동이 확인됩니다(부하 전류가 1A로 증가할 때 실질적으로 변경되지 않은 상태로 유지되어야 함). 그 후 전압은 조정 저항 U4-R12로 -15V로 설정되고 안정성은 다음과 같습니다. 부하 전류가 0,1A로 증가할 때 확인됩니다. 다음으로 CW 필터를 사용하여 AF 증폭기의 주파수 응답을 제거합니다. (그림 10). SSB 모드에서는 주파수 대역 300...3000Hz에서 균일해야 합니다. CW 모드에서 대역폭은 조정 저항 A6-R13을 사용하여 평균 주파수 300Hz에서 800Hz로 좁혀지고 이 두 모드의 총 이득은 저항 A6-R22로 균등화됩니다. IF 증폭기 500kHz (그림 8) +5V의 AGC 전압을 적용하여 EMF와 함께 조정합니다. EMF 입력을 GSS에 연결하고 후자의 출력에서 RF 전압을 주파수 500kHz 및 진폭 5μV로 설정하여 커패시턴스를 변경합니다. 튜닝 커패시터 U3-C20, U3-C2와 코일 U3-L2, U3-L1의 인덕턴스는 증폭기 출력의 신호 전압이 약 5mV로 상승하도록 합니다. 또한 저항 U3-R4를 선택하면 TX 모드에서 원하는 자체 청취 볼륨이 설정되고 커패시터 U3-C11은 트랜시버를 TX 모드에서 다음으로 전환할 때 전화기의 클릭을 완전히 제거하는 데 필요한 지연입니다. 수신 검출기는 조정할 필요가 없습니다. 발전기 G2 블록 구축 (그림 7) IS G2-DD1 요소의 마스터 발진기로 시작합니다. 저항 G2-R3, 커패시터 G2-C1 및 커패시턴스 G2-C2를 변경하여 발전기가 안정적으로 시작되고 G2-Z01 수정 공진기의 주파수에서 안정적으로 실행되도록 합니다. 그런 다음 코일 G2-L1의 인덕턴스를 조정하여 커패시터 G4,5-C2에서 8MHz의 최대 전압이 달성되고 커패시터 G2-C2에서 코일 G500-L2 - 최대 10kHz 전압이 달성됩니다. 또한 커패시터 G2-C11 및 U2-C10, U2-C11(필요한 경우 인덕터 U2-L4)을 선택하여 저항 U2-R6에서 4,5 ... 3V 내에서 7MHz의 전압을 달성합니다. 커패시터 G2-C18, G2-C19를 선택하면 저항 U500-R3과 G21-L2, G7-C2(TX 모드에서) 요소를 선택하고 저항에서 13kHz의 주파수로 동일한 전압을 얻을 수 있습니다. A4-R11. 석영 필터 유닛 U2 (그림 5) 공진기 U2-Z01, U2-Z02, U2-Z03 및 U2-ZQ5의 주파수를 필요한 값으로 조정하고 알려진 방법으로 공진 주파수를 낮추어 석영 판을 땜납으로 문질러 조정하십시오. 이 작업은 매우 신중하게 수행해야 합니다. 5000 ~ 5003kHz의 주파수 대역에서 석영 필터의 주파수 응답 균일성은 코일 U2-L1 - U2-L3의 인덕턴스를 조정하고 최소한 -40dB"는 작은 커패시터를 공진기 U2-Z03, U2-Z04 커패시턴스(그림 5에서 점선으로 표시된 커패시터 C4)에 병렬로 연결하여 달성됩니다. PTD G1 설정 (그림 6 참조) 표에 따라 범위의 경계를 설정하는 것으로 시작하십시오. 1. 커패시터 G1-C6, G1-C8, G1-C9, G1-C11, G1-C12, G1-C14, G1-C15, G1-C17, G1-C21, G1-C22(고려 필요한 TKE ) 트리머 커패시터 G1-C7, G1-C10, G1-C13, G1-C16, G1-C23의 커패시턴스를 변경합니다. 7 및 28MHz 대역이 먼저 배치됩니다. 또한, 베이스의 전압을 변경하고 저항 G1-R14를 선택함으로써 트랜지스터를 통한 전류가 설정되고 GPA 신호가 왜곡되지 않습니다. GPU 드라이버에서 (그림 4) U1-C23, U1-C20, U1-R20 요소를 선택하여 변압기 T1의 1차 권선에서 안정적인 범위와 각 범위 내에서(커패시터 G24-C3를 재구축할 때) 진폭이 5인 RF 전압을 얻습니다. ... 1V, GPA 자체에서 커패시터 G18 -CXNUMX을 선택하여 필요한 주파수 디튜닝 범위. 노드 PDF Z2 (그림 3) 1,9MHz 대역부터 튜닝하십시오. 노드의 입력에 주파수 응답 측정기의 50ohm 출력(예: X1-48)과 출력에 연결하여 병렬로 연결된 10pF 커패시터와 검출기 헤드가 있는 20kΩ 저항을 주파수 응답 측정기, 변화; 트리머 커패시터의 커패시턴스, 그리고 필요한 경우 병렬로 연결된 일정한 커패시턴스의 커패시터와 약간의 변화를 선택하여; 코일 사이의 거리는 각 범위에서 균일한 주파수 응답을 달성합니다. 그 후, 수신용 트랜시버(RX)를 켜고 다시 한 번 수신 경로의 모든 회로의 설정을 지정합니다. 최대 이득에서 신호 대 잡음비가 10dB인 트랜시버 입력의 감도는 약 0,05μV여야 합니다. 가능한 오류를 제거하려면 측정 중에 2DZB 램프 등에 노이즈 발생기를 사용하는 것이 좋습니다. 21 및 28MHz 범위에서 트리머 저항 U1-R29를 이동하면 최대 감도가 달성됩니다. 최대 상호변조 동적 범위(100dB)는 U1-L1C6C7 및 U2-L1C2 회로를 조정하고 U1-R5, U1-VD1, U1-R3, U1-C1 요소를 신중하게 선택하여 얻을 수 있습니다. AGC 노드 A5 (그림 9) 이 순서로 설정합니다. S3에서 S9까지 레벨의 신호를 트랜시버의 입력에 적용하고 조정된 저항 A5-R3의 저항을 변경하여 S-미터 판독값이 스케일의 전반부에 "누적"됩니다. 그런 다음 신호 레벨이 S9에서 S9 + 80dB로 점차 증가하고 조정된 저항 A5-R2의 도움으로 스케일의 후반부에서 동일한 작업을 수행합니다. 이러한 조정 과정에서 저항 A5-R20의 저항은 트랜지스터 A5-VT7의 이미 터 회로에서 선택됩니다. 눈금의 전반부와 후반부에서 S-미터 판독값의 비율을 변경해야 하는 경우 저항 A5-R14를 선택하십시오. 다음으로 AGC 시스템의 속도 특성을 측정한다. 보드에서 저항 A5-R12의 단자 중 하나를 납땜하고 노드의 출력(핀 4)에 오실로스코프를 연결한 후 S9 + 80dB 레벨의 신호가 트랜시버 입력(점프)에 공급됩니다. AGC 전압은 5~0,1ms 동안 최대값(+0,3V)에서 최소값(+0,2~0,5V)으로 감소해야 합니다. 입력 신호가 제거되면 약 5초 후에 원래 레벨(+25V)로 돌아갑니다. 저항 A5-R12를 사용하면 리셋 시간이 100ms로 감소해야 합니다. 트랜시버의 입력이 임펄스 노이즈에 노출될 때 커패시터 A5-C8을 선택하면 이 시간을 최적의 값으로 추가로 줄일 수 있습니다. 표 2
전송 모드(TX)에서 균형 조정기 A4로 튜닝이 시작됩니다. (그림 11). 우선, 트리머 저항 A4-R9(대략), A4-R11(미세) 및 변압기 A4-T1의 트리머는 기준 신호를 최소 50 ... 60dB 억제합니다. 표 3
또한 마이크 앞에서 큰 소리 "a"를 발음 할 때 튜닝 저항 A4-R16은 트랜지스터 A4-VT1의 드레인에서 DSB 전압을 약 8 ... 10V로 설정합니다. "설정" 모드에서 A4-VT4 트랜지스터의 CW 발생기가 켜져 501kHz의 주파수로 진동을 생성합니다. 커패시터 A4-C13을 선택하고 코일 A4-L1의 인덕턴스를 조정하면 트랜지스터 A4-VT1의 드레인에 6 ... 8V의 전압이 설정되고 트랜시버의 공칭 출력 신호에 초점을 맞춥니다. 이 모드(다이오드 U2-VD3, U6-VD2 꺼짐)에서 회로 U1-L2C2의 전압은 약 6 ... .8 V이고 드라이버 A4(핀 1)의 입력에서 - 5 ... 6mV. 트랜지스터 A2-VT5(100mA)의 필요한 드레인 전류는 트리머 저항 A150-R2에 의해 설정됩니다. 블록 A2의 출력 전압(핀 30에서)은 2 ... 9V 이내여야 합니다. 트랜지스터 A3-VT1의 필요한 작동 모드 (그림 13) - 드레인 전류 150mA - 트리머 저항 A3-R4로 설정. 트랜시버의 안테나 잭에 연결된 50 Ohms의 저항을 가진 더미 부하의 범위에 걸친 평균 신호 전압은 약 36V여야 하며, 이는 25W의 출력 전력에 해당합니다. 범위별로 출력 전력은 저항 A3-R2와 커패시터 A2-C2를 선택하여 균등화됩니다. 필요한 경우 코일 Z1-L1 - Z1-L6의 인덕턴스(회전 이동 또는 푸시)를 선택합니다. 결론적으로 저항 U4-R1을 선택하면 장치 RA1이 교정됩니다. (그림 1 참조) 공중에서 작업할 때 화살표가 2A의 전류에서 마지막 눈금 표시로 벗어나도록 합니다. 증폭 단계에 과부하가 걸리지 않도록 하려면 투톤 신호를 사용하여 트랜시버의 전송 경로를 확인하는 것이 좋습니다. 저자는 트랜시버 개발에 큰 도움을 준 Tulaev I. V.(UA4HK)와 Baranov V.A.(RZ4HN ex UA4HNZ)에게 감사합니다. 문학 1. Skrypnik V. A. 아마추어 무선 장비 모니터링 및 조정 장치. - M.: 패트리어트, 1990. 저자: Gennady Bragin(RZ4HK ex UA4HKB), Chapaevsk, Samara 지역; 간행물: N. Bolshakov, rf.atnn.ru
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